Данилов В.С. Микроэлектроника СВЧ

Пример 4.4. Рассчитать делитель мощности –6 дБ при волновом сопротивлении подводящих линий в 50 Ом.

Решение. Так как 6 дБ соответствует отношению мощностей, равному 0,25 (см. предыдущий пример), мощность в плече 2 (рис. 4.10) равна 0,25 Рвх, а мощность в плече 3 равна 0,75 Рвх.

Если пренебречь потерями мощности в делителе, то, применив

4.6. ОТВЕТВИТЕЛЬ ЛАНГЕ

Ранее мы анализировали связанные микрополосковые линии с боковой связью методом синфазно-противофазного возбуждения. Однако при реализации таких линий возникают определенные сложности:

–на практике трудно создать связанные микрополосковые линии

скоэффициентом связи S* лучше –3 дБ из-за весьма узких зазоров между проводниками, так как при изготовлении связанных линий с малыми зазорами резко падает процент выхода годных;

–фазовые скорости четной и нечетной мод в таких линиях различны, и в обычном ответвителе на связанных линиях отсутствует ме-

ханизм для выравнивания скоростей, кроме того, указанное различие фазовых скоростей приводит к сужению полосы пропускания ответвителя, поэтому на практике длину области связи часто рассчитывают исходя из фазовой скорости нечетной моды (при этом удается получить более сильную связь).

Эти недостатки частично устраняются в ответвителе, предложенном Ланге, в котором используется структура на встречных полосках с перемычками (рис. 4.11). При изготовлении такого ответвителя необходимо строго соблюдать симметрию относительно осей XX' и YY'. Фазовые скорости четной и нечетной мод в таких связанных линиях частично выравниваются из-за симметрии схемы, что и позволяет

ных плечах от 90° в худшем случае отличается не более чем на 2°, благодаря этому они широко применяются в смесителях и балансных усилителях [2].

Приближенный анализ и синтез ответвителя Ланге выполняются

сиспользованием следующих уравнений.

1.Волновое сопротивление питающих линий связано с волновыми сопротивлениями для четной и нечетной мод соотношением

где k = 2, 4, 6, ... п + 2 – число отрезков линий связи в ответвителе; Zвч – волновое сопротивление для четной моды; Zвн – волновое сопротивление для нечетной моды.

2. Коэффициент связи по напряжению связан с волновыми сопротивлениями для четной и нечетной мод соотношением

3. Волновые сопротивления для четной и нечетной мод находят из уравнений

Пример 4.5. Анализ ответвителя Ланге. В микрополосковом ответвителе Ланге Wh 0,15 , Sh 0, 25 . Рассчитать входное со-

противление ответвителя и коэффициент связи в нем. Относительная диэлектрическая проницаемость подложки микрополосковой линии равна 9,5. Толщина полоски t – минимально возможная.

106 Глава 4. НЕКОТОРЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ СВЧ-ЦЕПЕЙ НА ОТРЕЗКАХ ЛИНИЙ ПЕРЕДАЧИ

Решение. Из справочника [4] берем значения Wh и Sh , приг = 9,5 и t = 0 определяем волновые сопротивления для четной и

нечетной мод. Они равны Zвч = 176 Ом, Zвн = 52 Ом. Число линий связи в ответвителе k = 4. Используя уравнения (4.12) и (4.13), получаем

или S 2,97 дБ.

Пример 4.6. Синтез ответвителя Ланге. Ответвитель Ланге имеет волновое сопротивление питающих линий 50 Ом, коэффициент связи S* = –10 дБ. Подложка толщиной 0,254 мм выполнена из диэлектрика с г = 2,23. Толщина полоски t = 0,017 мм, рабочая частота

10 ГГц.

Решение. Дано: Zв = 50 Ом, S* = –10 дБ, т.е. С = 0,3162, г = 2,23,

t = 0,017 мм, k = 4, h = 0,254 мм. Применяя уравнения (4.14) и (4.15),

определяем волновые сопротивления для четной и нечетной мод. С этой целью вначале вычислим q:

В аналогичном микрополосковом ответвителе на связанных линиях с боковой связью Wh 2,355 и Sh 0,095 . Из сравнения видно,

что ответвитель Ланге с тем же коэффициентом связи имеет менее жесткие технологические допуски.

Определив ширину проводников и зазоры между ними, необходимо найти физическую длину ответвителя l1 (см. рис. 4.11). Она равна четверти длины волны в линии на самой нижней частоте рабочего диапазона. Длину волны можно определить тремя способами:

–взять длину волны нечетной моды в связанных линиях, при такой длине l1 обеспечивается самая сильная связь в ответвителе;

–взять среднеарифметическую длину между длинами волн для четной и нечетной мод;

–взять величину, равную среднегеометрической между длинами волн для четной и нечетной мод.

Длина отрезков связи l2 ответвителя выбирается равной четверти длины волны, вычисляемой через среднее значение для длин волн

четной и нечетной мод, но уже на высшей частоте рабочего диапазона ответвителя. После определения длины ответвителя и его изготовления приваривают несколько параллельных перемычек для уменьшения паразитной индуктивности.

Г л а в а 5

ДИОДЫ СВЧ

5.1.ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПЕРЕХОДЫ И ОБЩИЕ СВОЙСТВА СВЧ-ДИОДОВ

Основными элементами полупроводниковых структур являются электрические переходы, которые могут быть выпрямляю-

щими и омическими (невыпрямляющими). Выпрямляющие переходы образуются в месте контакта проводников с полупроводником или на границе раздела двух полупроводников различного типа электропроводности; их называют соответственно контактами металл – полупроводник и p–n-переходом. Для таких переходов подбирают материалы с различным значением работы выхода электронов, вследствие чего на границе раздела возникает контактная разность потенциалов, или потенциальный барьер, способствующий протеканию тока в одном направлении и препятствующий – в другом. Благодаря этой разности потенциалов переход обладает односторонней проводимостью. Внешние металлические выводы прибора должны иметь с полупроводником невыпрямляющий омический контакт, для этого между металлом и полупроводником создают тонкий высоколегированный слой полупроводника того же типа проводимости, что и полупроводник, обычно с очень малой контактной разностью потенциалов в сторону как металлического вывода, так и полупроводника (структура М – п+ – п или М – р+ – р, где символ «+» означает высокую степень легирования).

Обобщенная эквивалентная схема диода любого типа показана на рис. 5, а, где переход представлен дифференциальными параметрами:

сопротивлением r dUdt и барьерной емкостью C j dqdU ; потери

в базе диода, омических переходах и выводах отображены последовательным сопротивлением потерь rs; Ls – индуктивность выводов; Ccase – емкость между выводами, определяемая конструкцией прибора. Из-за падения напряжения на rs и Ls приложенное к переходу напряжение оказывается меньше, чем подведенное к диоду, а емкость Ccase шунтирует его. Эти параметры у диода являются паразитными. Типичные значения Ls и Ccase – десятые доли наногенри и пикофарады,

rs – десятые доли или единицы ома. У бескорпусных диодов значения Ccase и Ls меньше примерно на порядок.

Рис. 5.1. Эквивалентная схема диода (а) и зависимости его внутреннего сопротивления и емкости от напряжения на нем (б)

Свойства диода в основном определяются параметрами электрического перехода и его вольт-амперной характеристикой (ВАХ). На рис. 5.1, б показана примерная зависимость параметров перехода r и Cj от напряжения смещения. В соответствии с типом диода и назначением твердотельного устройства, в котором он применяется, используется нелинейная зависимость сопротивления перехода r от прямого смещения или барьерной емкости Cj от обратного смещения. В первом случае диод называют варистором, во втором – варактором или

варикапом.

Инерционность электрических процессов в диоде зависит от постоянной времени = rsCj, Поэтому для повышения частотного предела работы в большинстве СВЧ-диодов используют переходы с малыми попереч-

Концентрация примесей в р- и n-областях туннельного диода порядка 1020 см– 3, т.е. в диоде используются вырожденные полупроводники. Толщина электрического перехода туннельных диодов составляет 1...10 нм. Туннельные переходы совершаются частицами без затрат энергии. Высокая концентрация примесей в р- и n-областях приводит к тому, что локальные уровни примесей образуют в вырожденных полупроводниках сплошную зону (как в металле). Уровни Ферми полупроводников Ефр и Ефп будут расположены соответственно в валентной зоне – р-области и зоне проводимости – n-области.

т.е. Uобр = Ефр – Ефп; напротив занятых электронами уровней в зоне проводимости (рис. 5.3, а) находятся занятые энергетические уровни валентной зоны, и туннелирование электронов из n-области в р-область маловероятно. Соответственно, напротив занятых электронами уровней p-области оказываются свободные энергетические уровни зоны проводимости n-области. Следовательно, электроны туннелируют из валентной области в зону проводимости, а через диод протекает обратный ток Iобр тун. При увеличении Uобр число перекрывающихся свободных в n-области и занятых в p-области уровней растет, обратный ток диода резко увеличивается.

При небольших прямых напряжениях Uпр заполненные электронами энергетические уровни зоны проводимости частично расположатся напротив свободных уровней валентной зоны (рис. 5.3, б). Поэтому в основном будут туннельные переходы электронов из n-области в p-область, что соответствует прямому току Iпр тун диода. При увеличении