Данилов В.С. Микроэлектроника СВЧ

есть напряжение на приборе, деленное на ток через прибор на основной частоте.

В квазилинейной теории пренебрегают влиянием гармоник на импеданс прибора, следовательно, импеданс выражен только как функция амплитуды. Эти рассуждения неприменимы, если гармоники не малы и мы, например, настраиваем генератор на вторую гармонику. В каждом частном случае необходим анализ.

Импеданс колебательного контура относительно зажимов активного прибора можно представить как Z( ) R( ) jX ( ). Напряжение,

падающее на этом сопротивлении, и ток описываются соотношением

Для автономного генератора сумма Ud(t) и Uc(t) должна быть равна нулю, так как внешнее переменное напряжение отсутствует:

Подставив в это уравнение (6.10) и (6.11), умножив на cos t и sin t и проинтегрировав по периоду, получим

Re( ) Re( A) A 0,

X ( ) X ( A) A 0,

что эквивалентно

где I Ae j t .

Если уравнение (6.12) умножить на cos n t и sin n t , то

будем иметь соответствующие соотношения для n-й гармоники. Из уравнения (6.13) вследствие конечности тока I видно, что в стационарном автономном режиме Z(A) должна быть равна Z ( ) :

Стабильность частоты и минимальный уровень шума в автогенераторах достигаются применением резонаторов с максимальной крутизной зависимости мнимой части полной проводимости от частоты. Резонансная частота колебательной системы должна быть постоянной при изменении условий эксплуатации генератора.

6.3.2.Низкочастотные колебания

вцепи питания активного элемента

Обычно в цепи питания активного элемента устанавливают фильтр, который препятствует проникновению энергии СВЧ в источник питания. Фильтр состоит из блокировочной емкости Сбл и индуктивности Lбл. Кроме того, существует неявная индуктивность провода питания Lп, которая совместно с блокировочной емкостью Сбл образует паразитный контур, резонансная частота которого может лежать в диапазоне до десятков килогерц. Эти низкочастотные колебания существуют одновременно с основными колебаниями СВЧ и благодаря нелинейности АЭ модулируют их по амплитуде и частоте, что способствует появлению боковых составляющих, снижая основную мощность генерации.

выполнялось условие |G0| < G , т.е. усредненная проводимость активного элемента должна быть меньше, чем проводимость паразитного контура. Из теории линейных цепей известно, что G0 = 1 Q , где – характеристическое сопротивление; Q – добротность контура.

от частоты резонансного контура должно быть больше нуля. Это параллельный резонанс, если же наоборот, то это последовательный.

2.С целью увеличения мощности следует разрабатывать многорезонансную систему.

3.Для исключения скачков амплитуды и частоты ближайший к активному элементу резонансный контур должен обладать наибольшей запасаемой энергией по сравнению с другими резонаторами.

4.С целью получения наибольшей выходной мощности требуется, чтобы действительная часть полной проводимости колебательной системы была равна мнимой части проводимости АЭ, взятой с обратным знаком.

5.Для большей стабильности частоты и меньшего уровня шумов необходимо применять колебательные системы с высокой крутизной зависимости мнимой части полной проводимости контура от частоты.

Это эквивалентно высокой добротности резонатора.

6.Паразитные возбуждения убираются антипаразитными цепочками по цепям питания.

7.Снижение амплитудных и частотных шумов достигается применением режимов с возможно большими амплитудами колебаний.

6.3.3. Микроэлектронные генераторы СВЧ

Микроэлектронные генераторы на полупроводниковых диодах выполняют в виде гибридных интегральных схем, при этом генераторный диод устанавливают в металлическом корпусе интегральной схемы, а пассивная цепь представляет собой совокупность микрополосковых отрезков и дискретных элементов с сосредоточенными параметрами, устанавливаемых на диэлектрическую подложку. В последнее время широкое распространение получают твердотельные микроэлектронные генераторы, основные задачи конструирования которых в основном – одни и те же.

Одна из важнейших задач конструирования гибридных микроэлектронных генераторов СВЧ – разработка крепления диода на интегральной схеме, поскольку почти вся мощность, поступающая от источника питания, рассеивается на активном элементе, увеличивая температуру диода, соответственно ухудшая все параметры генератора. Конструкция крепления должна обеспечивать прежде всего эф-

При создании топологии колебательной системы следует учитывать уменьшение числа неоднородностей в СВЧ-тракте и необходимость подстроек по частоте и мощности.

Примеры топологий генератора приведены на рис. 6.12 и 6.13. Длина шлейфа выбирается равной lшл пр 2, где пр – длина волны,

соответствующая основной частоте колебаний: 1 – резонатор; 2 – диод; 3 – емкость связи, препятствующая попаданию постоянной составляющей в нагрузку. В данной топологии резонатор невысокодобротный, поэтому стабильность частоты будет невелика. Топология генератора с высокодобротным резонатором (рис. 6.13) может включать: 1 – активный прибор; 2 – высокодобротный резонатор; 3 – настроечную неоднородность.

6.4. УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ

Нелинейные свойства диодов позволяют создавать на их основе умножители частоты СВЧ-диапазона. При воздействии сигнала f1 на нелинейном элементе появляются составляющие на частотах гармоник nf1. Наибольший КПД преобразования мощности достигается не на нелинейном сопротивлении при прямом смещении диода, т.е. не на вольт-амперной характеристике, а на вольт-фарадной характеристике обратносмещенного диода. При умножении частоты на нелинейном

активном сопротивлении КПД выходной гармоники равен 0 1 n2 .

На нелинейном реактивном элементе можно получить КПД преобразования, близкий к 100 %, при условии короткого замыкания всех гармоник, за исключением первой (т.е. входной) и n-й [14].

Блок-схема умножителя частоты с параллельным включением диода представлена на рис. 6.14.

Рис. 6.14. Блок-схема умножителя частоты

Мощность подается через согласующий трансформатор Tl, фильтр Ф1 пропускает сигнал только с частотой f1, а выходной фильтр Ф2 только с частотой nf1. На выход также устанавливают согласующий трансформатор. Вариант микрополоскового умножителя частоты показан на рис. 6.15.

ходной и входной цепей на частоте f1, обеспечивая режим короткого замыкания в точке Е и бесконечно большое входное сопротивление со стороны диода. Смещение на диод подается через четвертьволновый высокоомный отрезок МПЛ 6, соединенный с контактной площадкой 5, играющей роль блокировочного конденсатора большой емкости.

В умножителях частоты диод может работать в таких режимах, как:

1) режим номинального возбуждения, при котором напряжение на диоде всегда отрицательное и удовлетворяет условию 0 < U < Uпpoб;

2)режим перевозбуждения, который обеспечивает наибольшую эффективность при генерации гармоник высокой кратности. Диод работает при частичном открывании р–n-перехода (смещение на диоде равно нулю);

3)режим с накоплением заряда. В диоде с накоплением заряда выходную мощность можно увеличить так, что в течение части периода переход оказывается смещенным в прямом направлении и через него протекает прямой ток. При этом происходят инжекция неосновных

носителей в базу диода и накопление в ней заряда. При смене полярности напряжения на диоде наблюдается экстракция инжектированных носителей из базовой области, что эквивалентно появлению диффузионной емкости, которая значительно превышает барьерную емкость диода, т.е. за счет этой диффузионной емкости увеличивается степень модуляции емкости перехода, т.е. возрастает КПД умножения. Все три случая иллюстрируются на С – U-характеристике (рис. 6.16).

Рис .6.16. Импульс обратного тока в диоде с накоплением заряда

В ДНЗ за счет накопления заряда вблизи перехода и наличия внутреннего электрического поля длительность фазы высокой обратной проводимости t1 значительно больше времени спада tсп, т.е. эффект накопления сопровождается эффектом резкого восстановления обратного сопротивления. Несинусоидальная форма обратного тока обусловливает появление гармонических составляющих высокого порядка с большой амплитудой и возможностью эффективного умножения частоты.

Для понимания, что такое t1 и tсп, вернемся к p–n-переходу. Рассмотрим p–n-переход в случае переключения прямого смещения на обратное. При прямом смещении инжекция дырок из р-области приводит к их накоплению в базовой области перехода. Через диод протекает ток Iпр (рис. 6.17). Когда в момент времени t0 переход смещается в обратном направлении, начинается перемещение дырок в p+-область, причем в первый момент обратный ток I1 может существенно превышать Iпр и ограничивается лишь сопротивлением внешней цепи.

Этот ток остается постоянным в течение времени t1, равного приблизительно времени жизни неосновных носителей. После уменьшения неосновных носителей вследствие их ухода и рекомбинации обратный ток через переход уменьшается в течение времени tсп, стремясь к току насыщения Iобр. Отношение t1/tсп можно регулировать концентрацией примесей перехода.

Для ДНЗ характерен ограниченный диапазон частот, в котором обеспечивается получение высоких значений КПД преобразования, так как необходимо выполнение условий f1 > 1/ и f1 < 1/ tсп, где = 10...200 нc. Время жизни неосновных носителей в базе диода tсп = 0,1...0,3 нс. На низких частотах эффективность уменьшается за счет рекомбинации носителей заряда, на высоких – за счет конечного времени tсп.

В эпитаксиальных ДНЗ применяются пленки толщиной порядка 1 мкм с концентрацией примеси в пределах 1014... 1015 см – 3, так что режим смыкания достигается почти при нулевых напряжениях на диоде.

Таким образом, коэффициент преобразования определяется видом вольт-фарадной характеристики диода и отношением его предельной частоты fпред к частоте входного сигнала, причем плавные переходы в обычных диодах обеспечивают большее изменение емкости и большее значение КПД. Из графика зависимости коэффициента преобразования от добротности Q = fпред/f1 (рис. 6.18) видим, что высокие КПД могут быть реализованы только в случае fпред >> f1.