Радиотехнические системы
..pdf151
5.3.3. Влияние эффекта Доплера на работу ЧМ дальномера
Движение объекта приводит к появлению доплеровского смещения частоты принимаемого сигнала относительно излу- чаемого,
f = f0 2vR . c
Рассмотрим влияние эффекта Доплера на работу частот- ного дальномера.
Возможны два случая работы системы.
1)fд < fб (см. рисунок 5.26)
Рисунок 5.26. а) частоты зондирующего и принимаемого сигналов; б) частота биений
На рисунке 5.26 штрих-пунктирной линией показано из-
менение частоты принимаемого сигнала от неподвижного объекта наблюдения. Разность между ней и сплошной линией, которая представляет частоту зондирующего сигнала, равна ча-
стоте биений fб соответствующей дальности до объекта. Пун- ктирная линия смещена относительно штрих-пунктирной вниз на частоту Доплера fД и характеризует частоту сигнала, при-
152
нятого от подвижного объекта. Из рисунка видно, что в тече- ние одной половины периода модуляции частота биений при-
нимает значение
fб1 = fб − f Д ,
а в течение другой
fб 2 = fб + f Д .
Частотомер измеряет среднюю частоту биений за период моду-
ляции
fб.ср = |
fб1 + fб2 |
= fб . |
|
2 |
|||
|
|
Таким образом при f Д < fб доплеровское смещение час-
тоты не влияет на среднюю частоту биений fб.ср , которая и из-
меряется частотомером. Иными словами, движение объекта не влияет на измерение дальности до него.
2) f Д > fб (см. рисунок 5.27)
Рисунок 5.27. а) частоты зондирующего и принимаемого сигналов; б) частота биений
На рисунке 5.27 сохранены те же обозначения, что и на рисунке 5.26. Из него следует, что в течение одной половины
периода модуляции частота биений равна
|
|
153 |
fб1 |
= fД |
− fб , |
а в течение другой |
|
|
fб 2 |
= f Д |
+ fб . |
fб.ср , измеряемая частотомером, равна
fб1 + fб2 = fб . 2
Таким образом, в данном случае дальномер измеряет не дальность, а радиальную скорость. Для того чтобы дальномер измерял и дальность, и радиальную скорость, надо иметь воз-
можность раздельного измерения fб1, fб2 с помощью анализа- тора спектра и последующего их вычисления. Кроме того, не- обходимо иметь априорные сведения о соотношении между fб и fД .
5.3.4. Частотная радиолокация многих целей
Можно показать, что если в зоне действия РЛС с линей- ной ЧМ две цели, то в спектре биений есть частоты, соответ- ствующие дальности до каждой из них. Это позволяет постро- ить частотный радиолокатор многих целей, если вместо часто- томера в схеме на рисунке 5.24 включить анализатор спектра, измеряющий каждую из частот (см. рисунок 5.28).
Пер.
АС – анализатор спектра
СМ |
АС |
Рисунок 5.28. Частотный дальномер, обладающий разрешением по
дальности
Разрешающая способность по дальности определяется
формулой
154
δ R = δ f × c , 4DfM FM
где δ f - разрешающая способность по частоте анализатора
спектра.
Разрешающая способность анализатора спектра определя- ется полосой пропускания примененных в нем фильтров: чем меньше полоса пропускания, тем лучше разрешающая способ- ность. Полосупропускания разумно уменьшать только до вели-
чины FМ , так как биения имеют дискретный спектр, составля-
ющие которого кратны FМ . Таким образом, предельная (потен- циальная) разрешающая способность частотного дальномера
δRПОТ = 4DcFМ .
Вчастотных дальномерах применяют аналоговые и циф-
ровые анализаторы спектра. Аналоговые анализаторы могут быть параллельного и последовательного вида (см. рисунок 5.29, 5.30).
Рисунок 5.29. Схема параллельного анализатора спектра
Известны последовательные анализаторы с перестраива- емыми и неперестраиваемыми фильтрами. В частотных даль- номерах чаще используют последние. При этом фильтр настро- ен на фильтрованную частоту, а заданный диапазон частот бие- ний просматривается изменением частоты гетеродина (см. ри- сунок 5.30), частоты модуляции или девиации частоты.
155
СМ
Г
Рисунок 5.30. Схемы последовательных анализаторов спектра
Последовательные анализаторы спектра более просты, чем параллельные. Однако, они более инерционны. Время пере- стройки фильтра на полосу пропускания должно быть более,
чем 1 f , чтобы его полоса пропускания действительно равня- лась f .
156
6.ЗОНДИРУЮЩИЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИГНАЛЫ
6.1.Разрешающая способность по дальности
Разрешающая способность по дальности - минимальное расстояние междуобъектами, при котором дальность до каждо- го из них может быть измерена отдельно. Обозначим её δR. Оче- видно,
δ R = cδτ2 ,
где δτ - разрешающая способность по времени.
Нетрудно видеть, что разрешение по дальности полнос- тью определяется разрешением по времени. Разрешающая спо- собность складывается из двух составляющих: потенциальной, определяемой только свойствами зондирующих сигналов, и ее ухудшения индикаторным устройством,
δR = δ RПот + δ RИнд .
Вданном разделе изучается потенциальная разрешающая способность.
Предположим, что имеются узкополосные сигналы s(t) и s(t −τ ) . Надо определить, разрешаются они по времени, или
нет. На вид сигналов не накладываем никаких ограничений, кроме того что они укладываются на интервале наблюдения.
s (t) = A(t)cos(ω0t +ϕ (t)) = Re(ψ (t)) =
= ( ( ) j éω t+ψ (t)ù )= ( ( ) jω t )
Re A t e ë 0 û Re U t e 0 ,
где U (t) = A(t)e jψ (t) - комплексная функция модуляции (ком-
плексная амплитуда) сигнала.
Введем, следуя Вудворду, меру различия между сигнала-
ми [14]
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
157 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
∞ |
(t)-ψ (t -τ ) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
∞ |
|
|
ψ (t)-ψ (t -τ ) |
|
|
ψ * (t)-ψ * (t -τ ) |
|
|||||||||||||||||||
ε 2 = ò |
|
ψ |
|
|
2 dt = ò |
|
|
× |
dt = |
|||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||||||||||||
|
−∞ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
−∞ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
∞ |
|
|
|
|
∞ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
∞ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
ψ (t) |
2 |
|
|
ψ (t -τ ) |
2 |
|
|
|
|
|
|
|
é |
|
|
|
|
(t -τ )+ψ |
|
|
ù |
||||||||||||||||
= ò |
dt + ò |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
* |
* |
|
|||||||||||||||||||||||
|
dt - ò ëψ (t)×ψ |
|
|
(t)×ψ (t -τ )û dt |
||||||||||||||||||||||||||||||||||
−∞ |
|
|
|
|
|
−∞ |
|
|
∞ |
|
ψ (t) |
|
|
|
|
−∞ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 dt = 2E , где E - энергия сигнала на |
||||||||||||||||||||||||||
|
|
Учтем, что |
ò |
|
|
|||||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||||||||||||
нагрузке в 1 Ом. |
|
−∞ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
После простых преобразований получим: |
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||||||||||
ε 2 |
= 4E - 2Re |
é ∞ |
|
U* (t)e− jω0t |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ù |
= |
|
||||||||||||||||||||
ê ò |
|
|
|
×U (t -τ )e j(ω0t−ω0τ )dtú |
|
|||||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ë−∞ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
û |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
ê |
|
− jω0τ |
|
∞ |
|
|
|
|
|
( |
|
|
) |
|
( |
|
) |
|
ú |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
ò |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||
= 4E - 2Re |
é |
e |
|
|
U |
* |
|
t |
|
×U |
|
t -τ dt |
ù |
. |
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||
ë |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
û |
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
−∞ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Считается, что, если сигналы узкополосные, член e− jω0τ невозможно учесть (использовать) при оценке разрешающей способности. Его полагают равным единице. С учетом этого допущения:
ε 2 = 4E - 2Re(c(τ )) , |
(6.1) |
где |
|
∞ |
|
c(τ ) = ò U * (t)×U (t -τ )dt |
(6.2) |
−∞
- функция неопределённости по дальности, фактически - функ- ция корреляции комплексной амплитуды сигнала. Функция нео-
пределенности c(τ ) , как функция корреляции, обладает следу-
ющими важными свойствами: c (τ ) |τ =0 ³ c (τ ) ; c(τ )|τ →∞ ® 0 - если сигнал ограничен во времени.
С учетом этих свойств из формулы (6.1) получаем 1) Если τ = 0 , ε 2 = 0 , сигналы не разрешаются.
2)Если τ → ∞ , ε 2 = 4E , разница между сигналами дос-
158
тигает максимального значения.
Рисунок 6.1. Возможный вид квадрата модуля функции неопределенно-
сти
Возникает вопрос, какова должна быть разница между сигналами ε 2 , чтобы считать их различимыми и какому вре-
менному сдвигу между сигналами δτ она соответствует. Следуя Вудворду, δτПот определим как основание прямоу-
гольника, равновеликого площади под кривой c(τ ) 2 (см. ри- сунок 6.1),
δτПот |
= |
ò |
|
c(τ ) |
|
2dτ |
. |
(6.3) |
|||
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
c(0) |
|
2 |
||||||
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
Заметим, что определение потенциальной разрешающей способности по Вудворду является условным, в частности по- тому, что в этом определении никак не учтены внутренние шумы приемных устройств, которые влияют на измеримую разность
между сигналами ε 2 .
Введём спектр комплексной амплитуды сигнала, как пре- образование Фурье функции U (t) ,
U ( jω ) = òU (t )×e− jω0t dt |
(6.4) |
|||
Тогда |
|
|
|
|
U (t) = |
1 |
òU ( jω )×e jω0t dω . |
(6.5) |
|
2π |
||||
|
|
|
159
Используя формулы (6.2), (6.3), (6.5), можно показать, что
c(τ ) = 2π1 ò U ( jω ) 2 ×e− jω0τ dω ,
и далее
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|||
δτПог = |
|
|
, |
|
|
||||||
2DF |
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
Э |
|
|
|
|
|
где DFЭ - эффективная ширина спектра сигнала, |
|
||||||||||
|
é ∞ |
U ( jω ) |
2 |
ù2 |
|
|
|||||
ê ò |
|
|
dω ú |
|
|
||||||
DF = |
ë−∞ |
|
|
|
|
|
û |
. |
|
||
|
∞ |
|
|
|
|
(6.6) |
|||||
Э |
|
|
|
|
|||||||
|
4π ò |
|
U ( jω ) |
|
4 dω |
||||||
|
|
||||||||||
|
|
−∞ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Выясним физический смысл DFЭ |
на конкретном приме- |
ре. Пусть спектр U ( jω) состоит из ряда спектральных полосок одной интенсивности, как показано на рисунке (6.2).
U(jω)
с0
|
ω |
Δω1 |
Δω2 |
Рисунок 6.2. Пример спектра комплексной огибающей
é |
N |
|
ù2 |
|
|
|
|
|
ê |
å Dωic0 ú |
|
1 |
N |
N |
|||
DFЭ = |
ëi=−N |
|
û |
= |
å Dωi |
= åDFi , |
||
|
N |
|
|
|||||
|
4π ×c04 å Dωi |
|
4π i=−N |
i=−1 |
i=− N
где N - количество спектральных полос.
Таким образом, потенциальная разрешающая способность
определяется суммарной шириной спектральных составляющих
160
сигнала.
На практике рассмотренный алгоритм разрешения реа- лизуется при использовании согласованных фильтров.
s(t) |
|
|
|
|
sВЫХ(t) –соотв-ет функции неопределённости по дальности. |
|||
СФ |
Дет-р |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
Рисунок 6.3. Устройство оптимального разрешения сигналов по време-
ни
Действительно, рассмотрим схему на рисунке 6.3, где СФ - фильтр, согласованный с сигналом s(t) , который поступает на вход. Так как импульсная характеристика согласованного фильтра h(t) = ks(t0 - t) , выходной сигнал найдем по формуле
sВЫХ (t) = òs (t -τ )h(τ )dτ = kòs (t -τ )s (t0 -τ )dt
Вводя в данное выражение сигнал s(t) по формуле
s (t) = |
1 |
é |
|
ù |
и получим, что огибающая сигнала |
|
|
||||
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
sВЫХ (t) по форме совпадает с функцией неопределённости по дальности.
Уместно отметить, что согласованный фильтр - линейная цепь. Поэтому, если на входе фильтра действуют два или более сигнала s(t -τi ) с большой базой, они сжимаются фильтром независимо друг от друга.
6.2. Совместное разрешение сигналов по дальности и радиальной скорости
Реально цели движутся относительно локатора и, следо- вательно, принимаемые сигналы имеют доплеровский сдвиг ча- стоты.
Запишем, как и прежде, сигнал в комплексной форме
s(t)= Re(ψ (t)), где ψ (t)=U (t)e jω0t .
Введем доплеровское смещение частоты: