Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Синтез линейных электрических цепей. Учебное пособие
.pdf
Рис. 3.23. АЧХ П-образного звена с затуханием 2,6 дБ
TLIN
SUBCKT
PORT
P=1
Z=50 Ohm
ID=S1
NET="Rectangle2"
12
ID=TL1
Z0=50 Ohm
EL=90 Deg
F0=1500 MHz
SUBCKT
ID=S2
NET="Rectangle2"
12
PORT
P=2
Z=50 Ohm
Рис. 3.24. Каскадное включение двух одинаковых симметричных
П-образных звеньев с затуханием 2,6 дБ
На рис. 3.25 представлена частотная зависимость входного КСВ
для каскадного включения двух одинаковых звеньев с вносимым
ослаблением 2,6 дБ.
Как видно из рис. 3.25, увеличение количества звеньев несколько
расширяет полосу рабочих частот, поскольку имитация потерь в диэлектрике осуществляется большим числом поперечно включенных
пленочных резисторов. Главным достоинством структуры, показанной
на рис. 3.24, является отсутствие внешних
и межкаскадных согласующих цепей. Это оказалось возможным благодаря выполнению условий
внутреннего согласования в каждом звене.
71
2.5
2
1.5
1
50 1050 2050 3050 4050 5000
Graph 7
Frequency (MHz)
VSWR(1)
Schematic 4
Рис. 3.25. Частотная зависимость КСВ каскадного включения
двух одинаковых П-образных звеньев затуханием 2,6 дБ
Далее было исследовано каскадное включение двух П-образных
звеньев с вносимым ослаблением 2,6 и 7,4 дБ соответственно. Звенья с
возрастающим ослаблением обеспечивают одинаковое рассеивание
СВЧ мощности в каждом каскаде, что увеличивает допустимый уровень входной мощности. Для улучшения качества согласования на
входе, выходе и между звеньями в качестве согласующих цепей применены чебышёвские
фильтры нижних частот третьего порядка. Схема
двухкаскадного соединения звеньев с возрастающим вносимым ослаблением показана на рис. 3.26.
Рис. 3.26. Каскадное включение двух симметричных П-образных звеньев
с результирующим вносимым ослаблением 10 дБ
72
На заключительном этапе синтеза согласующих цепей была проведена оптимизация в компьютерной САПР симплексным методом.
График оптимальной частотной зависимости КСВ представлен на
рис. 3.27, из которого следует, что полоса рабочих частот качественного согласования находится в пределах 0…5000 МГц. При этом наличие
чебышёвского альтернанса в виде четырех пульсаций одинакового
уровня свидетельствует об оптимуме
, близком к глобальному. При
этом оптимальные значения индуктивностей и емкостей удовлетворяют требованиям хорошей физической и конструктивной реализуемости для верхней части дециметрового диапазона.
Рис. 3.27. Частотная зависимость КСВ каскадного
включения двух П-образных звеньев с результиру ющим вносимым ослаблением 10 дБ
Для повышения уровня входной мощности каждое звено целесообразно расположить на отдельных диэлектрических подложках, что
позволит при использовании внешнего радиатора с принудительным
воздушным охлаждением обеспечить уровень допустимой входной
мощности порядка 200 Вт.
Подводя итоги описания распределенных аттенюаторов и нагрузок,
отметим следующие их основные свойства.
1. Распределенные аттенюаторы и нагрузки в виде последовательного соединения нескольких линий передачи с большим уровнем
диссипативных потерь в резистивных микрополосках, ширина которых
73
равна ширине микрополосковой линии без потерь, предназначены для
N
работы в диапазоне частот 2…10 ГГц и обеспечивают значение КСВ
по входу не хуже 1,2 без использования внешних согласующих цепей.
2. Использование последовательного включения микрополосковых
линий передачи с возрастающим уровнем диссипативных потерь позволяет обеспечить равномерность рассеиваемой мощности и, следовательно, получить максимально допустимую мощность
входного СВЧ
сигнала.
3. Распределенные нагрузки в виде последовательного соединения
нескольких отрезков линий с потерями и дискретными вставками в
поперечном сечении обеспечивают высокое качество согласования в
диапазоне частот 0…5 ГГц. Активные и реактивные параметры продольных и поперечных элементов должны удовлетворять условиям
Хэвисайда для линий с потерями.
3.6. КОРРЕКТОР АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНЫХ
ХАРАКТЕРИСТИК
При построении СВЧ измерительных аттенюаторов высокого
уровня мощности необходимо обеспечить постоянное значение вносимого ослабления в широкой полосе частот с заданным уровнем неравномерности АЧХ. При последовательно-параллельном включении
резисторов различной мощности, а также каскадном соединении П- и
Т-образных звеньев вносимое ослабление аттенюатора имеет значительную частотную зависимость. Эти частотные
искажения обусловлены влиянием диссипативных потерь на свойства частотно-избирательных согласующих цепей. Для устранения этого эффекта можно
применить маломощный амплитудно-частотный корректор, установленный на выходе пленочного аттенюатора. Корректор выполнен на
основе фиксированных аттенюаторов и частотно-разделительных
устройств (диплексеров), как показано на рис. 3.28.
Диплексеры, входящие в состав широкополосного корректора,
содержат дополняющие друг друга по входному импедансу фильтры
нижних и верхних частот [18]. В результате компьютерного моделирования установлено, что взаимное влияние друг на друга фильтров приводит к выполнению частотно-независимого условия согласования диплексера по входу:
( ) ( ) 1 const
YY
FHF
, (3.25)
74
где ()
N
x
Y – комплексная нормированная входная проводимость
F
фильтра нижних частот; ( )
димость фильтра верхних частот;
Y
HF
– комплексная нормированная прово-
– частота входного высокочастот-
ного сигнала.
Рис. 3.28. Структурная схема амплитудно-частотного корректора
Из условия (3.25) и условия унитарности матриц рассеяния диплексера, представляющего собой шестиполюсник без потерь, следует еще
два интересных условия для диплексера с согласованными нагрузками:
() 0,
S
11
SS
2
() () 1,
21 31
(3.26)
2
где ()
S – параметры рассеяния диплексера.
ij
Выбирая различные значения вносимого ослабления аттенюаторов,
можно обеспечить любую форму амплитудно-частотной характеристики корректора: подъем высоких частот либо подъем на низких частотах. На форму частотной характеристики рассматриваемого корректора влияют также выбор граничных частот и количество элементов в
фильтрах диплексера. Анализ, учитывающий соотношения (3.25) и
(3.26), показывает, что результирующая амплитудно-частотная харак-
теристика корректора
Sx
21
Sописывается соотношением
21
SSx
( ) 20 lg 20 lg
21 21
nn
22
11
75
n
[дБ], (3.27)
x
где
N
ковки фильтров диплексера;
них частот;
рядок фильтров диплексера;
АТ1;
– нормированная частота;
0
F
– граничная частота фильтра верхних частот; n – по-
HF
S – коэффициент передачи аттенюатора
21
S – коэффициент передачи аттенюатора АТ2.
21
0 NF HF
– граничная частота фильтра ниж-
– частота сты-
x
На рис. 3.29 приведена АЧХ корректора, соответствующая случаю
SS
.
21 21
дБ дБ
~
дБ ,
S
21
0
f
f
NF
S
21
f
0
HF
S
21
f
Рис. 3.29. Амплитудно-частотная характеристика
корректора
На рис. 3.30 приведена схема амплитудно-частотного корректора, в
котором аттенюаторы выполнены в виде линий передачи с различным
уровнем диссипативных потерь. Для микрополосковых линий с
потерями обеспечено выполнение условия Хэвисайда для неискажающей линии:
/LC Z
2
,
в
/RGZ
2
. (3.28)
в
Входной и выходной диплексер реализованы с использованием
взаимно дополняющих фильтров нижних и верхних частот с максимально плоскими АЧХ.
Результаты моделирования АЧХ амплитудно-частотного корректора для двух вариантов включения линий передачи с различным уровнем потерь приведены на рис. 3.31. Во втором варианте реализации
корректора линии передачи с потерями меняются
местами.
Таким образом, применение диплексеров на взаимодополняющих
фильтрах нижних и верхних частот с максимально плоскими АЧХ позволяет реализовать амплитудно-частотный корректор, согласованный
76
в широкой полосе рабочих частот. При этом динамический диапазон
коррекции определяется вносимыми ослаблениями аттенюаторов, входящих в состав корректора и выбором частоты стыковки двухканальных диплексеров. Применение в качестве аттенюаторов линий передачи с потерями исключает необходимость использования согласующих
цепей и обеспечивает работу на частотах до 10 ГГц. При использовании управляемых
аттенюаторов корректор становится регулируемым.
PORT
P=1
Z=50 Ohm
IND
ID=L2
L=2.251 nH
CAP
ID=C1
C=0.4502 pF
IND
ID=L1
L=2.251 nH
CAP
ID=C2
C=0.4502 pF
RLGC_Tx
ID=TL1
Len=52 mm
F={1000} MHz
R={1439} Ohm
L={428.2} nH
G={0.5756} S
C={171.3} pF
RLGC_Tx
ID=TL2
Len=52 mm
F={1000} MHz
R={1107} Ohm
L={428.2} nH
G={0.4428} S
C={171.3} pF
CAP
ID=C3
C=0.4502 pF
IND
ID=L4
L=2.251 nH
IND
ID=L3
L=2.251 nH
PORT
P=2
Z=50 Ohm
CAP
ID=C4
C=0.4502 pF
Рис. 3.30. Амплитудно-частотный корректор на линиях с потерями
Рис. 3.31. АЧХ амплитудно-частотного корректора
на линиях передачи с потерями
77
3.7. ДЕЛИТЕЛИ И СУММАТОРЫ МОЩНОСТИ
В СВЧ системах различного назначения находят широкое применение устройства, позволяющие распределять мощность генератора в
определенном соотношении на N каналов, или суммировать сигналы,
поступающие от N-источников на один выход. Очевидно, что делитель
мощности может работать в режиме суммирования мощности.
К устройствам распределения (суммирования) СВЧ мощности предъявляются следующие требования:
– обеспечение
определенного распределения амплитуд и фаз сиг-
налов N выходов (входов) в заданном диапазоне частот;
– согласование общего входа делителя или N-входов сумматора в
рабочем диапазоне частот;
– обеспечение развязки (изоляции) N-выходов (входов) в полосе
частот для уменьшения взаимного влияния каналов;
– минимизация диссипативных потерь (особенно при суммировании мощности отдельных усилительных
блоков мощных радиопере-
датчиков), массы, габаритов и стоимости устройства.
Устройства деления-суммирования мощности выполняются на
основе шести- или восьмиполюсных СВЧ устройств, обеспечивающих
следующие рабочие характеристики:
– коэффициент стоячей волны на i-входе
1
S
КСВ
i
ii
1
; (3.29)
S
ii
– переходное затухание между центральным входом (0) и i-м выходом
1
C
0
i
10 lg
; (3.30)
2
S
0
i
– неравномерность переходного затухания в полосе частот
где
CCC
, (3.31)
000iii
C
– переходное затухание на центральной частоте рабочей полосы;
0i
– развязка (изоляция) между i-м и j-м каналами
1
10lg
C
ij
78
. (3.32)
2
S
ij
Простейший двухканальный делитель мощности представляет
B
R
собой Y-разветвления полосковых линий с балластным резистором
(рис. 3.32). Такие делители-сумматоры называются кольцевыми делителями мощности (КДМ).
Рис. 3.32. Двухканальный делитель мощности
Условие идеального согласования по каждому из трех портов делителя-сумматора мощности
(0)SS S
11 22 33
SS (равное деление) будет вы-
23 13
и идеальной развязки
1
2
полняться, если
1
Y ,
1
2
где
Y – нормированная волновая проводимость четвертьволнового
1
отрезка линии передачи;
– нормированное сопротивление активно-
2
R ,
B
го балластного резистора.
В делителях большой мощности балластный резистор выполняется
в виде тонкой резистивной пленки, нанесенной на керамическую подложку из керамики (BeO ,
Al O ) [16].
23
79
На рис. 3.33, а, б представлены частотные характеристики схемы
f
рис. 3.32, у которой между входами 1, 2 подключен идеальный балластный резистор без паразитных реактивностей.
а
б
Рис. 3.33. Частотные характеристики
двухканального КДМ
Как видно из рис. 3.33, двухканальный делитель-сумматор на ча-
стоте
, на которой выполняется
0
в относительной полосе пропускания
на уровне
KCB 1,18
3
.
80
l
, обеспечивает согласование
0
2
ff
w
max min
f
0
0,2
по входу 3
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]