Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Синтез линейных электрических цепей. Учебное пособие
.pdf
по отношению к четверти длины волны короткозамкнутым шлейфом.
f
Анализ уравнения (4.5) показывает, при отсутствии укорачивающей
емкости С
(k→0) электрическая длина стремится к 90. При этом ре-
0
зонатор становится полностью распределенным, а его волновое сопротивление и электрическая длина определяются соотношениями:
lim
,
0
C
0
1
8
C
0
lim 90
0
C
0
.
Побочным эффектом использования укорачивающих емкостей является ухудшение фильтрации на высоких частотах. Для устранения
этого недостатка в одном резонаторе используют укорачивающую емкость и короткозамкнутый шлейф, а другом – укорачивающую индуктивность и разомкнутый шлейф, как показано на рис. 4.17.
Рис. 4.17. Микрополосковый фильтр с укорачи-
вающими емкостным и индуктивным элементами
По аналогии с предыдущим случаем было составлено трансцендентное уравнение для определения параметров полураспределенного
резонатора с укорачивающей индуктивностью
L и разомкнутым на
0
конце шлейфом:
101
где
n
L
n
– безразмерный параметр; L0 – укорачивающая индук-
L
0
n
sin cos
20
, (4.7)
тивность.
При численном решении уравнения (4.7) начальное приближение
задается таким же, как и для уравнения (4.5). После нахождения значения электрической длины
раметра 0 <
n < 1 рассчитывается волновое сопротивление укорочен-
при исходном задании безразмерного па-
ного разомкнутого шлейфа по соотношению
2tgf
. (4.8)
0
На рис. 4.18 приведены результаты расчета АЧХ для полосового
фильтра второго порядка с неукороченными резонаторами (кривая
для фильтра с емкостным укорочением резонаторов (кривая
фильтра с емкостным и индуктивным укорочением (кривая
3). Значе-
1),
2) и для
ния параметров элементов для всех трех вариантов полосового фильтра получены на основе соотношений (4.3)–(4.8).
Рис. 4.18. АЧХ полосовых фильтров с четвертьволновой связью
102
Как видно из рис. 4.18, полосовой фильтр с одновременным ис-
R
Р
пользованием индуктивного и емкостного укорочения (пунктирная
линия) обладает несколько лучшими селективными свойствами.
Для повышения селективных свойств применим неполное включение нагрузок и четвертьволновой линии связи (рис. 4.19), а также используем МПЛ с волновым сопротивлением 40…50 Ом, которые имеют
хорошую физическую реализацию в
C
микрополосковом исполнении.
Полная электрическая схема полосового фильтра с неполным включением нагрузок и четвертьволновой
линии связи показана на рис. 4.20.
В середину линии связи включен
конденсатор, а на выходе этого филь-
тра включен дополнительный режектирующий контур (T
L8-C5-L1) для
C
подавления полосы пропускания на
кратных гармониках центральной частоты основной полосы пропускания.
C
Как видно из рис. 4.20, в данной схеме используются кондуктивная связь
с первым резонатором и емкостная
связь со вторым резонатором.
Изменяя коэффициент включения
нагрузок, можно задавать требуемые
значения режектирующих частот и
подавлять близкорасположенные к
полосе пропускания частоты
помех.
а б
ис. 4.19. Полураспределенный
микрополосковый резонатор с
неполным включением:
а – индуктивное; б – емкостное
Введение дополнительного конденсатора в линию связи приводит к
появлению в ней резонанса, в результате чего порядок фильтра увеличивается на единицу и соответственно дополнительно улучшаются селективные свойства.
Порядок расчета элементов фильтра при неполном включении
нагрузок и цепи связи заключается в следующем.
Определяем расчетное характеристическое сопротивление фильтра
по соотношению
103
R
R
N
R
R
K
RL
0
2
cos ( / 2 )
R
N
,
где
– номинальное сопротивление нагрузки;
– электрическая
длина области связи с нагрузкой входного четвертьволнового резонатора.
Рис. 4.20. Полосовой фильтр с неполным включением нагрузок
Для заданной полосы пропускания Δω находим параметры
(),
LC последовательного контура, являющегося расчетным сосре-
K
доточенным эквивалентом цепи связи при ее полном включении:
20
,
K
– второй элемент нормированного чебышёвского фильтра-
где
2
CL
K
1
,
2
K
0
прототипа третьего порядка.
С учетом преобразований Нортона [15] находим расчетную индуктивность и емкость последовательного контура связи при неполном
104
включении с коэффициентом трансформации его характеристического
N
R
K
R
K
сопротивления
– волновое сопротивление МПЛ резонаторов, которое из кон-
где
структивного удобства принимается равным
k :
rk
1
L
L
K
k
C
K
Ck k C k
brk rk K rk
KK
rk
CC k
bK rk
k
tg
rk
k
rk
,
0
(4.9)
,
1
(50 Ом);
– элек-
трическая длина, соответствующая точке подключения линии связи к
первому резонатору;
C – емкость, входящая в состав второго резона-
b
тора, к которой подключается контур связи.
Для обеспечения вертикальной симметрии фильтра с неполным
включением контура связи представим его в виде последовательного
включения двух одинаковых контуров:
0,5KL
2KС
–
. Далее от сосре-
доточенных последовательных контуров связи переходим к полураспределенным режекторам. Для этого воспользуемся условием равенства крутизны реактивного сопротивления сосредоточенного
последовательного контура и полураспределенного режектора. Если из
удобства конструктивной реализации задаться величиной волнового сопротивления МПЛ связи
определения электрической длины линии связи
, то трансцендентное уравнение для
kN
будет иметь вид
/
K
LC
KK
k
. (4.10)
cos
K
2
tg 0
K
По приведенным выше соотношениям (4.9) и уравнению (4.10) в
среде MathCad с помощью известной процедуры root были рассчитаны
параметры элементов цепи связи для фильтра рис. 4.20. На рис. 4.21
приведена АЧХ полосового фильтра с неполным включением нагрузок
и линии связи с дополнительным конденсатором.
Из рис. 4.21 видно, что при неполном включении нагрузок вблизи
полосы пропускания имеются
симметрично расположенные частоты
режекции (полюсы затухания), как у квазиэллиптического фильтра.
105
Рис. 4.21. АЧХ квазиэллиптического полосового фильтра
с неполным включением нагрузок и элементов связи
Таким образом, рассмотренные в данном разделе квазиэллиптические фильтры отличаются высокой селективностью, технологичны,
имеют хорошую физическую реализуемость волнового сопротивления
микрополосковых линий и могут быть использованы в широкополосных СВЧ трактах различного назначения. Неполное включение нагрузок в микрополосковые резонаторы позволяет выбирать требуемые
значения частот режекции в полосе заграждения за счет выбора
различных величин коэффициента включения. Неполное включение
нагрузок также позволяет реализовать резонаторы на микрополосковых линиях со стандартным значением волнового сопротивления
50 Ом. Симметричная форма АЧХ в полосе заграждения достигнута за
счет чередования неполного кондуктивного и емкостного включения.
4.4. ПОЛОСОВЫЕ ФИЛЬТРЫ
С НЕПОСРЕДСТВЕННОЙ СВЯЗЬЮ
В данном подразделе представлены схемотехнические и конструктивные решения для канальных эллиптических фильтров на уровень
мощности 300 Вт и более для систем цифрового телевещания. В разработанных фильтрах в качестве колебательных систем использованы
высокодобротные коаксиальные четвертьволновые резонаторы, что
106
обеспечило уровень прямых потерь 0, 7...0, 9 дБ . За счет непосредственных и дополнительных перекрестных связей между резонаторами
получена характеристика подавления боковых полос в смежных частотных каналах телевизионного диапазона порядка 28 дБ, что соответствует требованиям стандарта DVB-T2.
Для передачи телевизионных сигналов в системе вещания DVB-T2
используется OFDM модуляция (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). В рабочей полосе частот телевизионного канала OFDM представляет собой набор большого числа близко расположенных несущих
частот, каждая из которых модулирована с помощью многопозиционной квадратурной манипуляции QPSK или QAM. Как известно, данный вид модуляции требует высокой линейности усилительных каскадов как в передающем, так и в приемном тракте. Даже при малом
уровне нелинейных искажений при усилении большого числа несущих
частот появляется заметная неравномерность спектра выходного сигнала и происходит расползание спектра на соседние телевизионные
каналы. С первым эффектом борются с помощью применения корректоров нелинейности, которые в настоящее время обычно являются
адаптивными. Со вторым эффектом борются с помощью применения
высокоизбирательных канальных фильтров. В соответствии с действующим стандартом на
цифрового телевещания избирательность канального фильтра должна
быть на 15…20 дБ больше, чем для передающих устройств аналогового телевещания. В связи с этим актуальной задачей является разработка методики расчета и конструкции высокоизбирательных
канальных фильтров высокого порядка с дополнительными перекрестными связями.
В настоящее время фильтры на четвертьволновых
непосредственной связью применяют на уровне мощности 250 Вт и
более. Такие фильтры обычно содержат от трех до восьми резонаторов.
Из всех известных типов фильтров наиболее эффективными показали
себя эллиптические фильтры с кауэровской амплитудно-частотной
характеристикой (АЧХ), которая характеризуется заданным уровнем
пульсаций как в полосе пропускания, так и в полосе
12]. Эллиптические фильтры имеют самое большое изменение модуля
коэффициента передачи вблизи граничных частот полосы пропускания, т. е. обладают максимально высокой крутизной ската АЧХ.
уровень внеполосного излучения для систем
резонаторах с
задержания [10,
107
Расчет значений коэффициентов связи четвертьволновых резонато-
L
L
L
f
f
f
f
ров проведем на основе сосредоточенного эквивалента [12], представляющего собой связанные параллельные контуры, как показано на
рис. 4.22.
R
0
C
1r
1r
Рис. 4.22. Сосредоточенный эквивалент канального фильтра
k
12
2r
C
2r
k
1,nn
rn
R
0
C
rn
Схема рис. 4.22 соответствует квазиполиномиальному полосовому
фильтру [10, 12, 13]. Расчет параметров элементов сосредоточенного
эквивалента в соответствии с теорией квазиполиномиальных фильтров
проводится по следующим соотношениям:
R
L
L
1,
nn
12
L
r
1
L
rn
01120
ff
11 2
f
0
ff
11 1
10
2( )
11
n
2( )
11
2( )
ffLR
; (4.11)
f
R
0
; (4.12)
f
r
2( )
fL R
11(1)0
rn
n
; (4.13)
; (4.14)
LL
f
L
kk
,1
0
ff
11 1
LL L L
,
(1)
rk r k
kk
LL L
1112r
1, , 1krkkkkk
; (4.16)
108
, 2, 3, ..., 2kn; (4.15)
2, 3, ..., 1kn
; (4.17)
f
f
R
R
R
R
LL L
; (4.18)
1,nrnnn
(2 )
1
, 1, 2, ..., kn , (4.19)
22
0
k
–
– количество резонаторов в фильтре (порядок фильтра);
где
n
LCf
rk rk
значения элементов нормированного низкочастотного прототипа;
– нижняя частота полосы пропускания;
1f
сы пропускания;
ния фильтра;
– характеристическое сопротивление фильтра (выби-
0
ff
011
– центральная частота полосы пропуска-
рается как независимый параметр и определяется значением
– верхняя частота поло-
1
)
.
0
Значения коэффициентов связи между соседними колебательными
системами находятся по следующему выражению:
ff
11
k
kk
,1
f
01
kk
. (4.20)
Поскольку в узкополосных фильтрах обычно выполняется условие
R
0
(R – сопротивление нагрузки фильтра по входу и выходу), то
коэффициент включения нагрузки равен
r
. (4.21)
0
Далее по известным параметрам сосредоточенного эквивалента
рассчитываются соответствующие параметры четвертьволновых резонаторов [10, 12].
Результаты компьютерного моделирования амплитудно-частотной
характеристики квазиполиномиального фильтра четвертого порядка
(n = 4) с полосой пропускания
11
8fff
МГц приведены на
рис. 4.23.
Как видно из рис. 4.23, характерной особенностью квазиполиномиальных фильтров является монотонность характеристики затухания в
полосе задержания. Увеличить избирательные свойства классического
фильтра, содержащего связи между соседними резонаторами, оказыва-
109
ется возможным только за счет увеличения порядка фильтра, т. е. ко-
f
личества резонаторов n. Однако применение более восьми резонаторов
приводит к значительной величине прямых потерь.
21
, dBS
Рис. 4.23. АЧХ квазиполиномиального фильтра (n = 4)
Для улучшения селективных свойств фильтров без увеличения их
порядка применены дополнительные перекрестные связи между резонаторами. Например, в четырехрезонаторном фильтре введена дополнительная перекрестная связь между первым и четвертым резонатором. Если коэффициент связи имеет отрицательное значение
(0)k
14
то АЧХ в полосе задержания становится немонотонной за счет образования двух нулей коэффициента передачи, симметрично расположенных относительно центральной частоты полосы пропускания
0
Наличие нулей коэффициента передачи делает такой фильтр эллиптическим. Отметим, что отрицательный коэффициент связи легко реализуется с помощью емкостной связи между первым и четвертым резонатором.
Отметим, что с увеличением
k частоты нулей затухания при-
14
ближаются к полосе пропускания, что соответствует увеличению избирательных свойств фильтра. Компьютерное моделирование показало,
,
.
110
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]