книги из ГПНТБ / Шляпоберский В.И. Основы техники передачи дискретных сообщений

фирм модем на 2400 бит/с, передатчик которого выпол­ нен в виде единого кристалла размером 1,5X1,5 мм.

При реализации многократной ОФМ передаваемый первичный сигнал предварительно разбивается на ко­ довые блоки с числом символов, равным кратности мо­ дуляции (бит, дибит, трибит). Модулированный сигнал может иметь ряд значащих состояний фазы несущей частоты. Величина фазового скачка в момент модуля­ ции определяется кратностью системы и составом пере­ даваемого блока. На рис. 4.30 приведены векторные диа-

0°

180"

Рис. 4.30. Векторные диаграммы фазы несущей при двух- н трехкратной ОФМ

граммы возможных значений фазы, наполняющей сиг­ нал частоты в случае двух- и трехкратной ОФМ. Соот­ ветствие между составом передаваемого блока и скач­ ком фазы модулированного сигнала устанавливается кодом Грея. При таком кодировании и наиболее вероят­ ном смещении (из-за помех)

в результате действия помех сигнал опознан как имею­ щий фазовый скачок 180°,'то соответствующий ему дибит отличается от переданного только одним символом. Уве­ личение удельной скорости за счет применения ОФМ более высокой кратности приводит к уменьшению угло-

221

вого расстояния между значащими точками простран­ ства сигналов, а следовательно, к снижению помехоус­ тойчивости.

В ряде работ [37, 81, &1] приводятся расчеты потен­ циальной помехоустойчивости ОФМ различной кратно­ сти для флуктуационпоп помехи. Кривые потенциаль­ ной помехоустойчивости, представленные на рис. 4.19, позволяют определить величину минимально возможной вероятности ошибочного приема в зависимости от су­ ществующего в канале связи соотношения сигнал/шум. Сравнение их с экспериментально полученными резуль­ татами позволяет оценить степень совершенства разра­ ботанной аппаратуры как с точки зрения используемых методов обработки, так и с точки зрения качества их реализации. Величина соотношения сигнал/шум (в де­ цибелах), соответствующая вероятности ошибочной ре­ гистрации символа 10- 5 , принята в качестве одной из основных характеристик У ПС.

Рассмотрим возможные варианты получения фазомодулированного сигнала различной кратности и спо­ собы его детектирования. В соответствии с типом ис­ пользуемых элементов все методы получения и обра­ ботки ОФМ сигнала можно условно разделить на ана­ логовые и дискретные. Поскольку результирующий сиг­ нал имеет аналоговую форму, то естественно предполо­ жить большую простоту аналоговых вариантов узлов. Однако это не так. Аналоговая обработка сигнала в слу­ чае ОФМ, как и в ряде других, более общих случаев, приводит к необходимости создания устройств с доста­ точно жесткими требованиями к характеристикам ис­ пользуемых элементов. Такие элементы сложны в изго­ товлении, имеют большие габариты и низкую надеж­ ность. Поэтому более перспективным является исполь­ зование цифровых (дискретных) элементов, требования к характеристикам которых могут быть значительно сни­ жены. Перейдем к рассмотрению конкретных узлов.

стоянного тока, то в моменты смены полярности управ­ ляющего напряжения произойдет смена фазы несущей

Частоты на выходе модулятора. Для использования та* кого устройства в качестве модулятора ОФМ сигнала необходимо передаваемую информационную последова­ тельность преобразовать в импульсы постоянного тока, длительность которых определяется скоростью работы, а моменты смены полярности соответствуют «единицам»

Рис. 4.31. Кольцевой балансный модулятор

передаваемой информации, т. е. представить ее в отно­ сительном коде. При передаче двухпозиционного сигна­ ла, одна из позиций которого представляет собой поло­

ного сигнала будет иметь бесконечную ширину и про­ стираться в обе стороны от несущей частоты. Однако основная энергия модулированного сигнала [50] сосре­

223

Пускания канала модулированный сигнал в пределе дол­ жен быть ограничен в указанном частотном диапазоне. С этой целью на выходе модулятора устанавливается полосовой фильтр с такой частотой среза, чтобы в по­ лосу пропускания попадали только первые гармоники модулированного сигнала.

Аналогичного результата можно добиться установкой фильтра нижних частот в цепи первичного (модулирующего) сигнала до мо­ дулятора. При этом частота среза фильтра должна быть такой, чтобы подавлялись третья и последующие гармоники первичного сиг­ нала. Ограничение спектра на уровне первых гармоник влечет за собой искажение огибающего модулированного сигнала. Характер изменения огибающей можно определить иа основании дуальных свойств преобразования Фурье.

Симметричное ограничение спектра сигнала равносильно переда­ че сигнала со спектральными характеристиками, совпадающими с характеристиками сигнала после ограничения. Очевидно, что при ог­ раничении спектра длительность сигнала во временной области воз­ растает и тем больше, чем сильнее ограничение. В нашем случае сигнал прямоугольной формы, имеющий длительность т 0 и спектр с огибающей вида sin xjx, путем фильтрации был преобразован в прямоугольный сигнал со спектром в полосе соД. Спектральные со­ ставляющие, отстоящие от несущей частоты далее ±Лш, не про­ пускаются формирующим фильтром. На рис. 4.33а показана спек-

,5 ((D)

а)

.

3 э* э э

Рис. 4.33. Спектральная функция (а) и оги­ бающая (б) ФМ сигнала, модулированного прямоугольными импульсами

тральная функция ФМ сигнала, модулированного прямоугольными импульсами до (пунктирная линия) и после (сплошная линия) ог­ раничения. Предполагается, что фильтр имеет достаточно крутые

224

скаты АЧХ и линейную фазо-частотную характеристику. Сигнал на г.ыходе фильтра можно рассматривать как ту же последовательность фазомодулнрованных импульсов, но с новой огибающей. При этом спектральная функция сигнала с этой огибающей равна нулю на частотах, больших, чем Дсо, и полностью совпадает со спектральной функцией прямоугольной огибающей в диапазоне частот ±Дш .

Форма огибающей ограниченного по спектру сигнала определя­ ется на основании второго преобразования Фурье [67]

ния. В результате предельного ограничения спектра сигнала во вре­ менной области получен новый сигнал с огибающей вида sin xjx при

нескольких соседних посылок, причем число посылок возрастает с увеличением степени ограничения. Физически это объясняется тем, что фильтр, являясь инерционным звеном, постепенно накапливает

В ряде случаев реализуемые на практике фильтры не могут обеспечить удовлетворительных характеристик и в особенности их временной стабильности. Поэтому в последние годы появилась тен­ денция получения сигналов с предельным ограничением спектра за счет соответствующего формирования огибающей фазомодулированного сигнала на длительности, большей одного тактового интервала.

Наряду с искажениями, возникающими вследствие ограничения спектра, для передаваемого по каналу ТЧ сигнала характерны дополнительные искажения за счет влияния « отраженного спектра» [25, 67]. Эти искажения возникают за счет тех составляющих спектра, частота которых соо—IQ, находится вне полосы пропускания ка­ нала связи:

часть гармонических составляющих нижней боковой по­ лосы спектра модулированного сигнала, частота кото­ рых удовлетворяет выражению (4.32), проникает в ка­ нал наряду с полезными составляющими, расположен­ ными в диапазоне o)i<(Oo - i - i Q < m . Математически это выражается подстановкой модулирующего колебания сигнала прямоугольной формы, представленного рядом Фурье, непосредственно в выражение для спектра ФМ сигнала. Влияние отраженных составляющих иллюстри­ руется рис. 4.34а, на котором представлена огибающая

иотр

Рис. 4.34. Огибающие спектра ФМ сигнала и отраженных состав­ ляющих при прямоугольном модулирующем сигнале (а) и век­ торные диаграммы, поясняющие влияние отраженных составляю­ щих (б)

спектра ФМ сигнала при прямоугольном модулирую­ щем сигнале в случае передачи по каналу ТЧ со ско­ ростью 1200 бод на несущей частоте 1800 Гц. Это влия­ ние можно оценить как добавление вектора, соответст­ вующего сумме «отраженных» составляющих, к вектору полезного сигнала (рис. 4.346). Степень влияния отра­ женных составляющих зависит как от энергии этих со­ ставляющих (от номера гармоники), так и от угла сдви­ га между векторами. Наибольшие искажения модулиро­ ванного сигнала возникнут при угле сдвига, равном 90°.

Основным методом борьбы с влиянием отраженных составляющих является метод, при котором модуляция осуществляется на высокой несущей частоте (порядка 15-М8 кГц) с последующим линейным преобразованием спектра сигнала в полосу канала ТЧ. Структурная схе­ ма передатчика, с помощью которого реализуется ука­ занный метод, приведена на рис. 4.35. Полосовой фильтр, стоящий после фазового модулятора ФМ, служит для ограничения спектра передаваемого сигнала на уровне

226

Модуляторы последовательного вида не допускают асинхронной работы, так как при совпадении информа­ ционных импульсов и импульсов несущей частоты триг­ гер не срабатывает и происходит потеря информации. Устойчивая работа обеспечивается при синхронизации

Рис. 4.37. Модулятор коммутационного типа:

а) схема; б) временные диаграммы

228

из двух счетных триггеров и сумматора по модулю 2, выполняющего роль коммутатора. Рассмотрим работу модулятора, пользуясь временными диаграммами (рис.

несущей частоты, проходит на выход модулятора через

когерентного приема определяется разность фаз напол­ няющей сигнал частоты и опорного колебания, выделен­ ного из принимаемого сигнала. Операцию демодуляции можно разбить на две элементарные операции. Первая заключается в определении собственно разности фаз опорного колебания и принимаемого сигнала, а вторая— в опознавании символа, т. е. установлении соответствия между определенной на приеме величиной фазового скач­ ка и переданным символом. В соответствии с этим демо-

229