книги из ГПНТБ / Шляпоберский В.И. Основы техники передачи дискретных сообщений

рис. 4.3. Преимуществом этой схемы являются гибкость структуры и простота реализации.

Таким образом, любой приемник, реализующий прин­ цип Котельникова, может быть построен с использова­ нием любой из рассмотренных решающих схем. Однако схемы согласованных фильтров обеспечивают оптималь-

ныи прием передаваемого сигнала только одного вида, и поэтому при передаче т равновероятных сигналов число

щие схемы, реализующие эти методы, обладают заве­ домо худшей помехоустойчивостью и их следует приме­ нять в тех случаях, когда определяющим в построении аппаратуры является простота, а следовательно, и малая стоимость. Например, с помощью таких схем строится большинство У ПС со скоростью до 0,5 бит/с-Гц. Выиг­ рыш в помехоустойчивости за счет оптимизации струк­ тур приемников при такой небольшой удельной скорости не приводит к значительному росту достоверности из-за большего исходного запаса помехоустойчивости.

Вероятность ошибки в системе передачи дискретных сигналов при приеме на оптимальный приемник будет характеризовать потенциальную помехоустойчивость при данном методе передачи. Реальный приемник, даже ис-

180

пользующий оптимальные алгоритмы обработки, в пре­ деле может обеспечить потенциальную помехоустойчи­ вость, но не может превзойти ее. Можно показать [24], что для практически важного случая равновероятных двухпозиционных сигналов при условии флуктуационной помехи вероятность ошибочной регистрации символа в общем виде определяется выражением

о

— интеграл вероятности или функция Лапласа. Значе­ ния этой функции табулированы и приводятся в матема­ тических справочниках. Величина а характеризуется от­ ношением разности удельных энергий сигналов к спект­ ральной плотности помехи о 2 п и определяется выраже­ нием

Поскольку подынтегральная функция определяется методом передачи, то и потенциальная помехоустойчи­ вость системы передачи зависит от вида передаваемого сигнала. Чем больше разность энергий передаваемых сигналов и чем ближе УПС по структуре приближается к оптимальному приемнику, тем большую пропускную способность будет иметь проектируемая система пере­ дачи.

§ 4.3. К Р А Т К А Я Х А Р А К Т Е Р И С Т И К А К А Н А Л О В СВЯЗИ

Каналы связи в зависимости от назначения делятся на: стандартные телеграфные каналы, стандартные ка­ налы тональной частоты, широкополосные каналы (предгрупповые, первичные и вторичные), стационарные KB радиоканалы, телевизионные каналы изображения и зву­ кового сопровождения и каналы вещания. Каждый тип

1 8 1

канала характеризуется рядом нормированных парамет­ ров. Однако все каналы представляют собой четырехпо­ люсники, предназначенные для передачи электрических сигналов и поэтому, в принципе, могут быть использо­ ваны для передачи дискретных сигналов, преобразован­ ных соответствующим образом. Но в силу ряда причин для передачи дискретных сигналов рекомендуется ис­ пользовать только первые три типа каналов.

Стандартные телеграфные каналы являются канала­ ми низкой частоты с полосой пропускания 04-120 Гц. Передача информации по такому каналу осуществляет­

мации. Обычно функции кодирования и сопряжения вы­ полняются одним устройством, имеющим стандартный выход (вход) в телеграфный канал связи. Таким обра­ зом, телеграфные каналы — это единственный тип кана­ лов, который может быть непосредственно использован для передачи дискретных сообщений.

Стандартные каналы тональной частоты и широкопо­ лосные каналы имеют полосу пропускания, начиная с некоторого определенного значения частоты (для стан­ дартного телефонного канала от 300 Гц) . Передача по этим каналам ведется посылками переменного тока. Для передачи дискретных сигналов по таким каналам необ­ ходимо применять специальную аппаратуру, создание которой является одной из основных задач техники передачи дискретных сообщений. Требования, предъяв­ ляемые к аппаратуре, а следовательно, и ее структурная схема зависят от типа используемого канала. Основным нормируемым параметром каналов ТЧ и широкополос­ ных является амплитудно-частотная характеристика, т. е. зависимость остаточного затухания канала от ча­ стоты. Этот параметр характеризует эффективную поло­ су пропускания канала, а следовательно, и пропускную способность организуемого дискретного канала связи. Остаточное затухание канала определяется как

"вых

где РВх и Рвых — мощность сигнала соответственно на входе и выходе канала при согласованном включении.

182

Если вместо отношения мощностей оперировать вели­ чинами измерительных уровней на входе и выходе кана­ ла, то выражение (4.9) можно преобразовать к виду

здесь Ро — мощность сигнала, относительно которой вы­ числяется измерительный уровень, р ' в х и р'вых — измери­ тельные уровни сигнала на входе и выходе канала.

При разработке аппаратуры ВЧ телефонирования фазовые характеристики каналов, предназначенных для передачи телефонных сообщений, не нормировались, так как влияние их на восприятие речевого сообщения чело­ веческим ухом незначительно. Использование стандарт­ ных каналов ТЧ для передачи других видов сообщений Сфототелеграф, передача данных) показало, что иска­ жение формы передаваемого сигнала вследствие нели­ нейности фазо-частотной характеристики канала связи оказывает существенное влияние на качество передачи этих видов сообщений. В связи с этим потребовалось нормировать фазо-частотные характеристики каналов.

Из теории линейных электрических цепей известно, что фазовые и амплитудно-частотные характеристики пассивных цепей связаны между собой определенными соотношениями. В частном случае [67] для цепи мини­ мально-фазового т и п а 1 ) , т. е. не содержащей в своем составе фазо-корректирующих контуров, связь между фазовой и амплитудно-частотной характеристиками оп­ ределяется выражением

где o(coi) — рабочая фазовая постоянная цепи на неко­ торой частоте соь а (со) — рабочее затухание цепи.

Пользуясь выражением (4.11), можно определить фа­ зовую постоянную цепи на любой частоте, а следова­ тельно, получить всю зависимость 6(со), которую можно представить в виде суммы двух слагаемых, линейно и нелинейно зависящих от частоты Ъ(со) = £(со) +ф(со). На

') Четырехполюсником минимально-фазового типа называется такой четырехполюсник, коэффициент передачи которого не имеет особых точек в правой комплексной полуплоскости.

183

искажение сигнала влияет только нелинейная часть, за­ кон изменения которой следует определить.

Измерить фазовую характеристику канала практи­ чески невозможно. Это обусловлено тем, что вследствие расхождения несущих частот преобразований на пере­ дающем и приемном концах канала ТЧ происходит сдвиг частоты передаваемого сигнала, а синусоидальные сиг­ налы разной частоты (передаваемой и принимаемой) нельзя сравнивать между собой по фазе, так как раз­ ность фаз между ними все время меняется со скоростью, равной сдвигу частот. Поэтому при определении харак­ теристик каналов .вместо понятия фазовой постоянной обычно пользуются понятием группового времени замед­ ления т, которое соответствует производной от фазовой

пульсов, все составляющие которых расположены в не­ посредственной близости друг от друга. Так как вели­ чина фазовых искажении определяется нелинейностью фазовой характеристики, а также из-за сложности из­ мерений для оценки каналов связи вместо абсолютного времени замедления пользуются величиной его нерав­

даче через испытуемый канал модулированных сигналов с медленно изменяющейся несущей частотой и последую­ щем измерении сдвига фазы огибающей соседних сиг­ налов на выходе канала. На рис. 4 . 4 а — в приведены со­ ответственно предельные значения неравномерности ам­

стандартного канала ТЧ, содержащего два переприем­ ных участка. Лучшим будет считаться канал, имеющий меньшее отклонение этих характеристик от прямой, па­ раллельной оси частот. Любое отклонение указанных характеристик от прямой линии приводит к искажениям передаваемых сигналов за счет изменения формы им­ пульсного отклика канала связи. Эти искажения носят регулярный обратимый характер. Для борьбы с ними используются специальные четырехполюсники-корректо­ ры, .характеристики .которых выбираются таким -образом,

184

чтобы в сумме с характеристиками канала связи они обеспечивали допустимую неравномерность АЧХ и ФЧХ.

185

Теоретически подбором корректоров можно обеспе­ чить сколь угодно малую неравномерность характерис­ тик канала связи. Но так как это связано со значитель­ ными затратами времени и средств, то при разработке реальных корректоров требования к неравномерности ха­ рактеристик определяют с учетом требуемой пропускной способности и допустимой сложности аппаратуры. Как правило, информацию стремятся передать с помощью многопозиционных сигналов, так как при этом сужается полоса частот, в которой необходима коррекция харак­ теристик, и становится возможным разместить спектр сигнала в наиболее линейной части частотных и фазо­ вых характеристик канала.

Искажения сигналов, передаваемых по каналам свя­ зи, могут возникать под влиянием различного вида элек­ трических колебаний, возникающих в канале связи вслед­ ствие воздействия ряда мешающих факторов и линейно складывающихся с основным сигналом.

Независимо от характера воздействия все причины, вызывающие искажения сигналов, объединяются под об­ щим названием «помех». Помехи, линейно складываю­ щиеся с линейным сигналом, называются аддитивными. Помехи, возникающие вследствие нелинейности характе­ ристик канала связи и вызывающие нерегулярные иска­

кающие вследствие временной флуктуации параметров канала связи.

По характеру колебаний аддитивные помехи можно

случайный процесс во времени. Этот процесс является результатом взаимного наложения очень большого чис­ ла элементарных возмущений, вызванных тепловыми флуктуациями зарядов в проводниках. Флуктуационную помеху можно охарактеризовать стационарным случай­ ным процессом с нормальным законом распределения вероятностей, характеризующимся средней мощностью и энергетическим спектром. Для флуктуационной помехи

186

сия равна средней мощности помех: а*=Рп. Выражение для плотности вероятности такой помехи имеет вид

монические помехи в основном возникают при снижении переходного затухания между отдельными каналами. Иногда под сосредоточенной понимают помеху, сконцен­ трированную не по спектру, а по времени, т. е. импульс­ ную помеху. Такая помеха представляет собой одиноч­ ные или групповые импульсы, следующие с интервала­ ми, длительность которых больше длительности пере­ ходных процессов. При этом амплитуда импульсов со­ измерима или превосходит возможную амплитуду сиг­

кать под влиянием различных причин: при снижении пе­ реходного затухания между системами В Ч телефониро­ вания, переключении источников электропитания, под влиянием грозовых разрядов и т. д.

Неаддитивные помехи появляются в результате из­ менения частоты всех спектральных составляющих пере­ даваемого сигнала на одинаковую сравнительно неболь­ шую величину. Это явление возникает в каналах систем ВЧ уплотнения, в 'которых передача ведется одной боко­ вой полосой частот без передачи несущего колебания амплитудномодулированного сигнала. (На приемной сто­ роне сигнал восстанавливается с помощью местного ге­ нератора несущей. При таком способе передачи . рас­ хождение между частотами передающего и приемного ге­ нераторов приводит к сдвигу частот принятого сигнала на величину, равную этому расхождению. В случае стан­ дартного канала ТЧ эта величина не должна превышать

±1 Гц на каждом переприемном участке.

Кроме описанных видов помех, в каналах связи наб­

людаются кратковременные обрывы цепи (полные или частичные), которые возникают при нарушении контак­ тов или перегрузке групповых усилителей каналов, вы­ званной случайным совпадением во времени пиковых мощностей.

1 87

Из сказанного следует, что параметры всех каналов (ВЧ телефонирования), используемых для 'передачи дис­ кретных сообщений, однозначно определяются ампли­ тудно-частотной характеристикой, характеристикой груп­ пового времени замедления, величиной сдвига частот в канале, статистическими характеристиками аддитивных помех, величиной характеристического сопротивления и максимально допустимым уровнем передаваемого сиг­ нала. Однако знание этих параметров капала само по себе не дает оснований для обоснованных рекомендаций по построению трактов ПДС, выбору методов модуля­ ции первичного сигнала и структуры устройств 'преобра­ зования сигналов. Чтобы правильно оценить возмож­ ность передачи дискретных сигналов по каналам с из­ вестными параметрами, необходимо определить спект­ ральные и временные характеристики первичных дис­ кретных сигналов и на основании известных положений теории передачи дискретных сообщений согласовать их с характеристиками каналов, используемых для переда­ чи. Этим вопросам посвящено большое число работ тео­ ретического и 'прикладного характера {24, 25, 37, 50, 81, 91]. Ниже рассматриваются только те теоретические во­ просы, знание которых необходимо для понимания струк­ туры построения УПС.

§4.4. С Т Р У К Т У Р А П Е Р В И Ч Н Ы Х СИГНАЛОВ

Втехнике передачи дискретных сообщений подлежа­ щая передаче информация выдается источником или ко­ дирующим устройством чаще всего в виде последова­ тельностей двухпозиционных кодовых элементов. Назо­ вем последовательность таких элементов первичным сиг­ налом. На рис. 4.5 показаны последовательности однополярных и двуполярных дискретных сигналов.

Основным математическим аппаратом для получения спектральных характеристик передаваемого сигнала яв­ ляется разложение в ряд Фурье. Разложение периоди­ ческой функции в ряд Фурье показывает, что она имеет частотные составляющие с угловыми частотами озо, 2соо,

... , /гсооСледовательно, любую периодическую функцию можно рассматривать как результат линейного сумми­ рования постоянной составляющей и бесконечного числа ортогональных функций (синусоидальных и косинусоидальных). Совокупность всех частотных составляющих

188

называется спектром частот данной функции. Поскольку методам вычисления спектров сигналов посвящена об­ ширная литература [24, 50], ограничимся лишь рассмот-

i n

рением основных зависимостей между параметрами пе­ риодической функции и соответствующими спектральны­ ми характеристиками на примере периодической после­ довательности прямоугольных импульсов при разном

Спектр сигнала вплотную примыкает к нулевой ча­ стоте и существенным образом меняется с изменением длительности импульса при том же периоде или с изме­ нением периода при той же длительности. Увеличение длительности импульсов % при неизменном периоде при­ водит к увеличению амплитуды постоянной составляю­ щей и гармоник с небольшими порядковыми номерами (рис. 4.6а и б) . Наоборот, уменьшение длительности им­ пульсов т обусловливает уменьшение амплитуд гармо­ ник с меньшими номерами и рост амплитуд высших гар­ моник (рис. 4.бе). При изменении периода следования импульсов изменяется густота линий спектра. Так, с уве­

Изменение формы прямоугольных сигналов приводит к перераспределению энергии между гармоническими

189