книги из ГПНТБ / Шляпоберский В.И. Основы техники передачи дискретных сообщений

Одним из недостатков ЧМГ с непосредственным уп­ равлением является сравнительно низкая стабильность частоты генерируемых колебаний, что в значительной степени снижает помехоустойчивость связи. Обеспечить высокую стабильность выходных параметров ЧМГ с не­ посредственным управлением весьма сложно. Поэтому в последние годы все чаще применяются генераторы с косвенным управлением частотой. В качестве примера

При переключении несинхронных генераторов с не­ кратными частотами (рис. 4.22а) в момент переключения наблюдается скачок фазы ср, который может достигать величины ± 1 8 0 ° . Наличие скачка фазы при смене зна­ чащих состояний приводит к расширению спектра ЧМ сигналов и возрастанию краевых искажений при демо­ дуляции [25].

Значительно уменьшить скачок фазы можно, приме­ няя генераторы Г у и А , частоты которых в п раз выше рабочих частот, и последующим делением частоты ре­ зультирующего сигнала на входе схемы ИЛИ в п раз (рис. 4.226). При таком построении устройства скачок

21Q

фазы ЧМ сигнала на выходе срВых меньше скачка фазы при переключении генераторов А и А в п раз, т. е.

фвых = ф/«.

Описанные выше схемы ЧМГ являются асинхронны­ ми. При реализации синхронной ЧМ без разрыва фазы необходимо, чтобы частоты двух значащих состояний

Сиихр имп к источнику сообщений

6)

Рис. 4.23. Схема синхронного ЧМГ

бания с частотой fi, равной верхней частоте. После де­ ления частоты fi в а раз получают частоту f2. Синхро­ низирующие импульсы с частотой B = f2/k подаются от передатчика УПС источнику сообщений, определяя тем самым возможные моменты изменения значащих состоя­ ний модулирующего сигнала. Благодаря этому управле­ ние триггером Т, а следовательно, ключами К будет про­ исходить в моменты времени, когда текущая фаза коле­ бания с частотой f i отличается от текущей фазы коле­ баний с частотой [ 2 на величину 2тип. Справедливость такого положения обусловливается тем, что согласно принятым условиям a, k и / — целые числа, и, следова-

211

тельно, в одном единичном элементе всегда укладывает­ ся / периодов колебаний с частотой fi и k периодов с частотой /2 (рис. 4.236).

Синхронные ЧМГ, хотя и обеспечивают наибольшую помехоустойчивость приема ЧМ сигналов, практически используются сравнительно редко. Это обусловлено тем, что при синхронной ЧМ скорость передачи, определяе­ мая частотой синхронизирующих импульсов, практиче­ ски ограничена несколькими возможными значениями.

Ч а с т о т н ы е д е м о д у л я т о р ы . Назначение ча­ стотного демодулятора — преобразование дискретных ЧМ сигналов в последовательность импульсов постоян­ ного тока, соответствующих модулирующей последова­ тельности. Частотные демодуляторы строятся либо как аналоговые устройства, либо как устройства дискрет-

ного действия с широким применением универсальных логических элементов. Примером аналогового демоду­ лятора может служить частотный детектор с настроен­ ными контурами (рис. 4.24).

212

Вторичные обмотки контуров нагружены на амплитуд­ ные детекторы, включенные так, что на выходе первого

б)

л

Рис. 4.25. Частотный демодулятор дискретного действия:

а) схема; б) временные диаграммы работы

Частотный демодулятор дискретного действия может быть построен, например, в соответствии со структурной схемой, приведенной на рис. 4.25а. Входной ЧМ сигнал

213

(Ui, рис. 4.256) поступает на усилитель-ограничитель, на выходе которого получается последовательность прямо­ угольных импульсов переменной длительности (Uz). По­ средством дифференцирования одного из фронтов, на­ пример положительного, формируются короткие импуль­ сы (U3), устанавливающие счетчик ТИ в исходное ну­ левое состояние. Счетчик содержит две декодирующие схемы для фиксации двух временных зон: одной — при количестве тактовых импульсов на интервале одного периода входного колебания, меньшем некоторого зна­ чения Ъ, п второй — при количестве тактовых импульсов на интервале одного периода входного колебания, боль­ шем некоторого значения а, причем а^>Ь. Указанные зоны выбираются такими, чтобы можно было четко раз­ личать периоды колебаний двух значащих частот.

Выходы схем декодирования подключаются ко вхо­ дам триггера, посредством которого восстанавливаются посылки постоянного тока. Если в периоде ЧМ колеба-. ния содержится число тактовых импульсов, меньшее Ь, что соответствует частоте /ь триггер фиксирует одну позицию сигнала; если в периоде ЧМ колебания содер­ жится число тактовых импульсов, большее а, что соот­ ветствует частоте триггер фиксирует вторую позицию сигнала. Частота тактовых импульсов выбирается та­ кой, чтобы обеспечивалась достаточно четкая фиксация значащих частот /ч и fi. Наименьшее значение разности а—b можно принять равным 5 ( о — Ь ^ Ъ ) . Чем выше эта разность, тем точнее фиксируется значение частот fi и /г- Если на интервале периода ЧМ колебания число такто­ вых импульсов, подсчитанных счетчиком (п3) окажется больше Ь, но меньше а, то триггер восстановления пере­ данной последовательности посылок сохраняет состоя­ ние, в котором он находился на предыдущем интервале.

Из рассмотрения принципа работы дискретного де­ модулятора следует, что снимаемые с выхода триггера восстановленные посылки могут по длительности отли­ чаться от переданных посылок на величину периода ЧМ колебаний. Это значит, что точность восстанавливаемых на приеме посылок будет тем выше, чем в большое чис­ ло раз частота несущего колебания /2 превосходит ча­ стоту манипуляции. При fz=lOfM принимаемые посылки восстанавливаются с точностью до 10% своей длитель­ ности. Таким образом, рассматриваемый демодулятор целесообразно применять в тех УПС, в которых частота

214

модуляции значительно меньше частоты 'несущего коле­ бания.

Преимуществом демодулятора является то, что боль­ шинство его узлов строится на универсальных логичес­ ких элементах и для восстановления первичного сигнала не требуется предварительное преобразование спектра •входного ЧМ сигнала.

Если средняя частота ЧМ сигнала соизмерима со скоростью передачи дискретных сигналов, то при частот­ ной модуляции, осуществляемой непосредственно на от­ носительно низкой несущей частоте, появляются значи­ тельные краевые искажения. Такое соотношение несу­ щей и манипулирующей частот имеет место в УПС, предназначенном для передачи дискретных сигналов со скоростью 1200 бод по стандартному каналу ТЧ. С целью уменьшения искажений частотную модуляцию осущест­ вляют на частотах, значительно превосходящих частоту модуляции, т. е. /г"Э>5 (/2 — в герцах, В — в бодах), обычно fz>bB.

В аналоговых ЧМ модуляторах сигнал сравнительно высокой частоты поступает в блок преобразования спек­ тра, а в дискретных ЧМ модуляторах — на делитель ча­ стоты. Спектр сигнала на выходе блока преобразования (делителя частоты) соответствует полосе частот кана­ ла ТЧ.

В приемнике УПС преобразователь спектра осущест­ вляет перенос спектра ЧМ сигнала, принятого из кана­ ла ТЧ, в область более высоких частот (рис. 4.26). В ка­ честве генераторов переноса спектра обычно применя­ ются кварцевые генераторы.

Большинство современных УПС с ЧМ строятся с ис­ пользованием аналоговых элементов: входных, согласо­ ванных по спектру фильтров, фильтров преобразовате­ лей спектра, фильтров формирования спектра переда­ ваемого сигнала и др. Разработка этих элементов пред­ ставляет собой важнейший этап проектирования и по­ строения УПС. Комплекс относящихся сюда вопросов весьма обширен и представляет собой самостоятельную задачу, все аспекты которой выходят за рамки настоя­ щего параграфа. Остановимся лишь на рассмотрении основных требований к частотным и переходным харак­ теристикам сквозных трактов приемника и передатчика

УПС;

215

Рис. 4.26. Структурная схема модема с переносом спектра

—частотная характеристика входных устройств пе­ редатчика должна быть согласована со скоростью пере­ дачи и позволять формировать спектр ЧМ сигнала, близкий к оптимальному;

—переходные характеристики передатчика и прием­

ника в зоне значащих моментов должны быть линейны с возможно большей крутизной и не должны иметь су­ щественных выбросов и спадов на длине единичного элемента, особенно в зоне стробирования;

— частотная характеристика приемника должна быть согласована со спектром принимаемых сигналов.

МККТТ нормирует требования к электрическим ха­ рактеристикам ЧМ модемов, работающих по стандарт­ ным ТЧ каналам, а также к цепям стыка модемов с остальной АПД. (Рекомендации V21, V23 и V24 ,[61]). Поскольку подавляющее большинство модемов, работа­ ющих по каналу ТЧ, использует на приеме для регистра­ ции элементов метод однократной пробы (метод стробирования или «укороченного контакта), то представляется целесообразным нормировать не только величину крае­ вых искажений, вносимых модемом, но и неточности частот значащих состояний, величину максимальных (по модулю) относительных отклонений девиации частоты в центральной части единичных элементов при передачи стандартной испытательной последовательности.

§ 4.7. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ МОДЕМОВ С ОФМ

Выше было показано, что из трех видов модуляции гармонического сигнала фазовая модуляция обладает наибольшей помехоустойчивостью. Это следует и из об-

216

щефизических соображений, так как при фазовой моду­

от варианта 'переданного сигнала. Следовательно, для осуществления демодуляции необходимо сравнивать принятый сигнал с эталонным опорным колебанием той же частоты. При этом фаза опорного колебания должна совпадать с начальной фазой принимаемого сигнала. Тогда в случае совпадения фазы сигнала с фазой опор­

ние на приеме опорного колебания, когерентного с не­ сущей частотой принимаемого сигнала, связано со зна­ чительными трудностями.

Известны два основных метода получения когерент­ ного колебания. Первый основан на применении пилотсигналов. Для этого в рабочей полосе канала связи узкополосными фильтрами вырезают участки по обе сто­ роны спектра основного сигнала. По образовавшимся подканалам передаются пилот-сигналы (рис. 4.27а), ча-

о)

S)

приемной стороне сводится к выделению обоих пилотсигналов, перемножению их на модуляторе любого вида, выделению суммарной частоты, равной удвоенной несу­ щей, и последующему делению ее. Структурная схема

217

такого устройства приведена на рис. 4.276. Фазовращатель ФВ служит для подстройки фазы когерентного ко­ лебания. К недостаткам такого метода относятся: 1) воз­ можность определения фазы только с точностью до л, что обусловлено наличием в тракте выделения делителя на 2; 2) снижение помехоустойчивости из-за уменьше­ ния мощности полезного сигнала.

Второй метод получения когерентного колебания ос­ нован на эффекте «снятия модуляции», посредством ко­ торого несущая частота выделяется непосредственно из фазомодулированного сигнала. Классическим примером реализации данного метода является схема А. А. Пнстолькорса (рис. 4 . 28а) . Сигналы в точках 1, 2, 3 и 4

•')

Я) канала dm

S)

дыдел сигнал

•СосшвИл 210

Рис. 4.28. Формирование опорного напряже­ ния по Пистолькорсу:

а) схема; б) временная диаграмма

представлены на .временной диаграмме (рис. 4.286). Принимаемый фазомодулированный сигнал посредством двухполупериодного выпрямления преобразуется в сиг­ нал, частота основной составляющей которого равна 2/о. Выделение этой составляющей осуществляется полосо­

218

налу. Установка необходимого фазового соотношения между принимаемым сигналом и выделенной синхрон­ ной частотой осуществляется фазовращателем ФВ.

Данный метод реализуется более просто, так как не требуется передачи дополнительных сигналов. Однако этот метод, как любой метод, связанный с умножением полезного сигнала по частоте, обеспечивает выделение когерентного колебания лишь с точностью до 2пДи, где т — коэффициент умножения.

Таким образом, при выделении на приемной стороне тракта опорного колебания необходимо принять меры, позволяющие определить моменты перескока фазы и обеспечивающие восстановление необходимого фазового соотношения. Как указывалось выше, это обстоятель­ ство в основном и ограничивало применение классиче­ ской фазовой модуляции. Практическое применение на­ шла относительная фазовая модуляция (ОФМ), пред­ ложенная Н. Т. Петревичем [65]. Выше было показано (рис. 4.11), что при ОФМ информация о передаваемом

дулироваиного сигнала на приемной стороне для демо­ дуляции достаточно иметь опорное колебание, известное с точностью до фазы одной из реализаций передаваемо­ го сигнала. Одиночный сбой фазы сигнала или фазы выделяемого опорного напряжения приводит к появле­ нию двух ошибок.

В качестве примера, поясняющего метод ОФМ, рас­ смотрим прием одной комбинации при передаче ее ме­ тодами ФМ и ОФМ (рис. 4.29а и б). Пусть выделяемое на приемном конце опорное колебание (рис. 4.29в) обес­ печивает правильный прием информации как при ФМ. так и при ОФМ (рис. 4.295). Теперь предположим, что вследствие каких-то причин фаза опорного колебания изменилась на 180° (рис. 4.29е). Тогда после демодуля­ ции при ФМ информация будет принята инвертирован­

(рис. 4.29з). Это обусловлено тем, что при ФМ знача­ щее состояние передаваемого элемента характеризуется определенной фазой сигнала, которую он имеет в тече­ ние времени то, и изменение фазы указывает на то, что окончилась передача элемента одной значимости и на-

219