книги из ГПНТБ / Шляпоберский В.И. Основы техники передачи дискретных сообщений
.pdfОдним из недостатков ЧМГ с непосредственным уп равлением является сравнительно низкая стабильность частоты генерируемых колебаний, что в значительной степени снижает помехоустойчивость связи. Обеспечить высокую стабильность выходных параметров ЧМГ с не посредственным управлением весьма сложно. Поэтому в последние годы все чаще применяются генераторы с косвенным управлением частотой. В качестве примера
|
|
реализации |
этого |
спо |
|||||
J |
К, |
соба |
на |
рис. 4,22а |
при |
||||
ведена |
|
структурная |
|||||||
|
Вых. Ланап i |
|
|||||||
|
схема |
ЧМГ |
с переклю |
||||||
|
уап-бо |
чаемыми |
|
|
кварцевыми |
||||
|
|
|
|
||||||
>1 |
|
генераторами. Входные |
|||||||
|
|
модулирующие |
сигна |
||||||
|
|
лы управляют |
работой |
||||||
|
|
триггера |
|
Т, |
выходы ко |
||||
|
|
торого |
подключены к |
||||||
|
|
ключам |
К\ |
и |
/Сг. При |
||||
nf, |
Канап |
нахождении |
|
триггера Т |
|||||
в состоянии |
|
1 открыва |
|||||||
|
Дел,на - j p ^ n r . |
ется ключ |
К], |
а |
при на |
||||
|
|
хождении |
IB |
состоянии |
|||||
|
|
О — |
ключ |
Яг- |
Таким |
||||
nf |
|
образом, |
|
в |
|
зависимо |
|||
|
сти от значащих |
пози |
|||||||
ж. |
|
||||||||
|
ций |
модулирующего |
|||||||
— и — |
|
сигнала |
|
через |
|
схему |
|||
Рис. 4.22. |
Схемы ЧМГ с косвенным |
|
|
||||||
ИЛИ |
и |
выходное |
уст |
||||||
управлением |
ройство |
|
(фильтр, |
уси |
|||||
|
|
|
|||||||
литель) в канал связи поступают колебания |
генератора |
||||||||
Г\ или Го. |
|
|
|
|
|
|
|
|
При переключении несинхронных генераторов с не кратными частотами (рис. 4.22а) в момент переключения наблюдается скачок фазы ср, который может достигать величины ± 1 8 0 ° . Наличие скачка фазы при смене зна чащих состояний приводит к расширению спектра ЧМ сигналов и возрастанию краевых искажений при демо дуляции [25].
Значительно уменьшить скачок фазы можно, приме няя генераторы Г у и А , частоты которых в п раз выше рабочих частот, и последующим делением частоты ре зультирующего сигнала на входе схемы ИЛИ в п раз (рис. 4.226). При таком построении устройства скачок
21Q
фазы ЧМ сигнала на выходе срВых меньше скачка фазы при переключении генераторов А и А в п раз, т. е.
фвых = ф/«.
Описанные выше схемы ЧМГ являются асинхронны ми. При реализации синхронной ЧМ без разрыва фазы необходимо, чтобы частоты двух значащих состояний
были кратны скорости передачи и |
кратны |
между |
собой, |
|||
т. е. U = af2; fi = |
lB; f2 = kB, |
где а, |
I |
и /г — целые |
числа. |
|
Структурная |
схема синхронного |
ЧМГ |
'представлена |
|||
на рис. 4.23а. Кварцевый |
генератор |
Г формирует |
коле- |
Сиихр имп к источнику сообщений
6)
Рис. 4.23. Схема синхронного ЧМГ
бания с частотой fi, равной верхней частоте. После де ления частоты fi в а раз получают частоту f2. Синхро низирующие импульсы с частотой B = f2/k подаются от передатчика УПС источнику сообщений, определяя тем самым возможные моменты изменения значащих состоя ний модулирующего сигнала. Благодаря этому управле ние триггером Т, а следовательно, ключами К будет про исходить в моменты времени, когда текущая фаза коле бания с частотой f i отличается от текущей фазы коле баний с частотой [ 2 на величину 2тип. Справедливость такого положения обусловливается тем, что согласно принятым условиям a, k и / — целые числа, и, следова-
211
тельно, в одном единичном элементе всегда укладывает ся / периодов колебаний с частотой fi и k периодов с частотой /2 (рис. 4.236).
Синхронные ЧМГ, хотя и обеспечивают наибольшую помехоустойчивость приема ЧМ сигналов, практически используются сравнительно редко. Это обусловлено тем, что при синхронной ЧМ скорость передачи, определяе мая частотой синхронизирующих импульсов, практиче ски ограничена несколькими возможными значениями.
Ч а с т о т н ы е д е м о д у л я т о р ы . Назначение ча стотного демодулятора — преобразование дискретных ЧМ сигналов в последовательность импульсов постоян ного тока, соответствующих модулирующей последова тельности. Частотные демодуляторы строятся либо как аналоговые устройства, либо как устройства дискрет-
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
Выл |
|
|
иг,Х |
Тс'е |
||
|
ф |
|
|
|
|
|
|
|
/ |
1 |
\ |
|
о\ |
|
/ |
1 |
\ |
|
|
|
\ь |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
А |
|
|
|
|
/ |
1 |
|
|
|
|
/ |
1 |
|
|
|
\ |
/ |
|
f |
Рис. |
4.24. |
Аналоговый |
демодулятор: |
||
а) |
схема; |
б) частотная характеристика |
ного действия с широким применением универсальных логических элементов. Примером аналогового демоду лятора может служить частотный детектор с настроен ными контурами (рис. 4.24).
212
Поступающие с канала связи ЧМ колебания |
усили |
|
ваются транзистором Т\. Нагрузкой усилителя |
служат |
|
последовательно соединенные резонансные контуры |
ЬХС3 |
|
и Ь2С5, настроенные соответственно на частоту |
fi и |
f2. |
Вторичные обмотки контуров нагружены на амплитуд ные детекторы, включенные так, что на выходе первого
детектора (Дь Д2) |
выпрямленное |
напряжение имеет по |
||||||
|
|
|
|
Уст-до |
|
|
Д/к) — |
|
|
|
|
|
\ucirm-mO |
|
|
||
|
iiiiiiwii |
iniiiiiiiiMiiiiimiMii |
|
1111L |
||||
|
|
|
I |
.Urt |
L^—m- ^^ |
|||
|
n1 |
i |
- |
U L |
h |
|
||
|
Г]J |
J |
|
u |
I I . |
|||
|
|
|
|
|
|
|
t |
|
ложительную полярность, а на выходе второго (Д3, |
||||||||
отрицательную. Средняя точка балансных сопротивле |
||||||||
ний Ri и R$ через |
фильтр |
С/и |
Re, |
Се |
подключается |
к на |
||
грузке. Частотная |
характеристика |
такого демодулятора |
||||||
изображена на рис. 4.246. |
|
|
|
|
|
|||
а) |
|
|
|
|
Счетчик 8ых < b |
|
||
|
|
Щ |
|
ТИ |
|
|
б)
л
Рис. 4.25. Частотный демодулятор дискретного действия:
а) схема; б) временные диаграммы работы
Частотный демодулятор дискретного действия может быть построен, например, в соответствии со структурной схемой, приведенной на рис. 4.25а. Входной ЧМ сигнал
213
(Ui, рис. 4.256) поступает на усилитель-ограничитель, на выходе которого получается последовательность прямо угольных импульсов переменной длительности (Uz). По средством дифференцирования одного из фронтов, на пример положительного, формируются короткие импуль сы (U3), устанавливающие счетчик ТИ в исходное ну левое состояние. Счетчик содержит две декодирующие схемы для фиксации двух временных зон: одной — при количестве тактовых импульсов на интервале одного периода входного колебания, меньшем некоторого зна чения Ъ, п второй — при количестве тактовых импульсов на интервале одного периода входного колебания, боль шем некоторого значения а, причем а^>Ь. Указанные зоны выбираются такими, чтобы можно было четко раз личать периоды колебаний двух значащих частот.
Выходы схем декодирования подключаются ко вхо дам триггера, посредством которого восстанавливаются посылки постоянного тока. Если в периоде ЧМ колеба-. ния содержится число тактовых импульсов, меньшее Ь, что соответствует частоте /ь триггер фиксирует одну позицию сигнала; если в периоде ЧМ колебания содер жится число тактовых импульсов, большее а, что соот ветствует частоте триггер фиксирует вторую позицию сигнала. Частота тактовых импульсов выбирается та кой, чтобы обеспечивалась достаточно четкая фиксация значащих частот /ч и fi. Наименьшее значение разности а—b можно принять равным 5 ( о — Ь ^ Ъ ) . Чем выше эта разность, тем точнее фиксируется значение частот fi и /г- Если на интервале периода ЧМ колебания число такто вых импульсов, подсчитанных счетчиком (п3) окажется больше Ь, но меньше а, то триггер восстановления пере данной последовательности посылок сохраняет состоя ние, в котором он находился на предыдущем интервале.
Из рассмотрения принципа работы дискретного де модулятора следует, что снимаемые с выхода триггера восстановленные посылки могут по длительности отли чаться от переданных посылок на величину периода ЧМ колебаний. Это значит, что точность восстанавливаемых на приеме посылок будет тем выше, чем в большое чис ло раз частота несущего колебания /2 превосходит ча стоту манипуляции. При fz=lOfM принимаемые посылки восстанавливаются с точностью до 10% своей длитель ности. Таким образом, рассматриваемый демодулятор целесообразно применять в тех УПС, в которых частота
214
модуляции значительно меньше частоты 'несущего коле бания.
Преимуществом демодулятора является то, что боль шинство его узлов строится на универсальных логичес ких элементах и для восстановления первичного сигнала не требуется предварительное преобразование спектра •входного ЧМ сигнала.
Если средняя частота ЧМ сигнала соизмерима со скоростью передачи дискретных сигналов, то при частот ной модуляции, осуществляемой непосредственно на от носительно низкой несущей частоте, появляются значи тельные краевые искажения. Такое соотношение несу щей и манипулирующей частот имеет место в УПС, предназначенном для передачи дискретных сигналов со скоростью 1200 бод по стандартному каналу ТЧ. С целью уменьшения искажений частотную модуляцию осущест вляют на частотах, значительно превосходящих частоту модуляции, т. е. /г"Э>5 (/2 — в герцах, В — в бодах), обычно fz>bB.
В аналоговых ЧМ модуляторах сигнал сравнительно высокой частоты поступает в блок преобразования спек тра, а в дискретных ЧМ модуляторах — на делитель ча стоты. Спектр сигнала на выходе блока преобразования (делителя частоты) соответствует полосе частот кана ла ТЧ.
В приемнике УПС преобразователь спектра осущест вляет перенос спектра ЧМ сигнала, принятого из кана ла ТЧ, в область более высоких частот (рис. 4.26). В ка честве генераторов переноса спектра обычно применя ются кварцевые генераторы.
Большинство современных УПС с ЧМ строятся с ис пользованием аналоговых элементов: входных, согласо ванных по спектру фильтров, фильтров преобразовате лей спектра, фильтров формирования спектра переда ваемого сигнала и др. Разработка этих элементов пред ставляет собой важнейший этап проектирования и по строения УПС. Комплекс относящихся сюда вопросов весьма обширен и представляет собой самостоятельную задачу, все аспекты которой выходят за рамки настоя щего параграфа. Остановимся лишь на рассмотрении основных требований к частотным и переходным харак теристикам сквозных трактов приемника и передатчика
УПС;
215
Вх. Вх.
уст-до ЧМГ
Вых. |
Вых. |
Демод. |
|
|
- |
уст-до |
игран. |
||
|
•Преобр. |
Вых. |
В тл. |
спетро |
уст-до |
ТЧ |
передачи |
'Генератор
переноса
спектра
Преобр. |
Вх. |
Из канат |
спешна |
уст-So |
|
приема |
|
Рис. 4.26. Структурная схема модема с переносом спектра
—частотная характеристика входных устройств пе редатчика должна быть согласована со скоростью пере дачи и позволять формировать спектр ЧМ сигнала, близкий к оптимальному;
—переходные характеристики передатчика и прием
ника в зоне значащих моментов должны быть линейны с возможно большей крутизной и не должны иметь су щественных выбросов и спадов на длине единичного элемента, особенно в зоне стробирования;
— частотная характеристика приемника должна быть согласована со спектром принимаемых сигналов.
МККТТ нормирует требования к электрическим ха рактеристикам ЧМ модемов, работающих по стандарт ным ТЧ каналам, а также к цепям стыка модемов с остальной АПД. (Рекомендации V21, V23 и V24 ,[61]). Поскольку подавляющее большинство модемов, работа ющих по каналу ТЧ, использует на приеме для регистра ции элементов метод однократной пробы (метод стробирования или «укороченного контакта), то представляется целесообразным нормировать не только величину крае вых искажений, вносимых модемом, но и неточности частот значащих состояний, величину максимальных (по модулю) относительных отклонений девиации частоты в центральной части единичных элементов при передачи стандартной испытательной последовательности.
§ 4.7. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ МОДЕМОВ С ОФМ
Выше было показано, что из трех видов модуляции гармонического сигнала фазовая модуляция обладает наибольшей помехоустойчивостью. Это следует и из об-
216
щефизических соображений, так как при фазовой моду
ляции уже априорно известно значение двух |
парамет |
|
ров передаваемого сигнала амплитуды |
и частоты. Неиз |
|
вестной является только фаза сигнала, |
которая |
зависит |
от варианта 'переданного сигнала. Следовательно, для осуществления демодуляции необходимо сравнивать принятый сигнал с эталонным опорным колебанием той же частоты. При этом фаза опорного колебания должна совпадать с начальной фазой принимаемого сигнала. Тогда в случае совпадения фазы сигнала с фазой опор
ного колебания принятый сигнал определяется |
как 0, а |
в случае их противофазное™ — как 1. Однако |
получе |
ние на приеме опорного колебания, когерентного с не сущей частотой принимаемого сигнала, связано со зна чительными трудностями.
Известны два основных метода получения когерент ного колебания. Первый основан на применении пилотсигналов. Для этого в рабочей полосе канала связи узкополосными фильтрами вырезают участки по обе сто роны спектра основного сигнала. По образовавшимся подканалам передаются пилот-сигналы (рис. 4.27а), ча-
о)
S)
|
Из канапа |
|
|
Но |
|
|
едязи |
|
|
|
|
|
Рис. 4.27. Формирование опорного (когерентного) |
||||
|
колебания |
посредством |
пилот-сигналов: |
|
|
|
а) частотное |
размещение |
пилот-сигналов; б) |
схе |
|
|
ма устройства |
формирования |
|
||
С Т О Т Ы |
К О Т О р Ы Х Д О Л Ж Н Ы удовлетворять У С Л О В И Ю fi + fz = 2fu. |
||||
Тогда |
получение |
иемодулированной несущей |
частоты на |
приемной стороне сводится к выделению обоих пилотсигналов, перемножению их на модуляторе любого вида, выделению суммарной частоты, равной удвоенной несу щей, и последующему делению ее. Структурная схема
217
такого устройства приведена на рис. 4.276. Фазовращатель ФВ служит для подстройки фазы когерентного ко лебания. К недостаткам такого метода относятся: 1) воз можность определения фазы только с точностью до л, что обусловлено наличием в тракте выделения делителя на 2; 2) снижение помехоустойчивости из-за уменьше ния мощности полезного сигнала.
Второй метод получения когерентного колебания ос нован на эффекте «снятия модуляции», посредством ко торого несущая частота выделяется непосредственно из фазомодулированного сигнала. Классическим примером реализации данного метода является схема А. А. Пнстолькорса (рис. 4 . 28а) . Сигналы в точках 1, 2, 3 и 4
•')
Я) канала dm
S)
дыдел сигнал
•СосшвИл 210
Рис. 4.28. Формирование опорного напряже ния по Пистолькорсу:
а) схема; б) временная диаграмма
представлены на .временной диаграмме (рис. 4.286). Принимаемый фазомодулированный сигнал посредством двухполупериодного выпрямления преобразуется в сиг нал, частота основной составляющей которого равна 2/о. Выделение этой составляющей осуществляется полосо
вым |
фильтром (кривая 3). Затем |
посредством делителя |
||
на |
2 |
формируется |
колебание основной частоты (кри |
|
вая |
4), |
когерентной |
по отношению |
к принимаемому сиг- |
218
налу. Установка необходимого фазового соотношения между принимаемым сигналом и выделенной синхрон ной частотой осуществляется фазовращателем ФВ.
Данный метод реализуется более просто, так как не требуется передачи дополнительных сигналов. Однако этот метод, как любой метод, связанный с умножением полезного сигнала по частоте, обеспечивает выделение когерентного колебания лишь с точностью до 2пДи, где т — коэффициент умножения.
Таким образом, при выделении на приемной стороне тракта опорного колебания необходимо принять меры, позволяющие определить моменты перескока фазы и обеспечивающие восстановление необходимого фазового соотношения. Как указывалось выше, это обстоятель ство в основном и ограничивало применение классиче ской фазовой модуляции. Практическое применение на шла относительная фазовая модуляция (ОФМ), пред ложенная Н. Т. Петревичем [65]. Выше было показано (рис. 4.11), что при ОФМ информация о передаваемом
сигнале закладывается не в абсолютном значении |
фазы |
||
передаваемого |
сигнала, |
а в разности фаз двух |
сосед |
них посылок. |
При таком |
методе формирования фазомо- |
дулироваиного сигнала на приемной стороне для демо дуляции достаточно иметь опорное колебание, известное с точностью до фазы одной из реализаций передаваемо го сигнала. Одиночный сбой фазы сигнала или фазы выделяемого опорного напряжения приводит к появле нию двух ошибок.
В качестве примера, поясняющего метод ОФМ, рас смотрим прием одной комбинации при передаче ее ме тодами ФМ и ОФМ (рис. 4.29а и б). Пусть выделяемое на приемном конце опорное колебание (рис. 4.29в) обес печивает правильный прием информации как при ФМ. так и при ОФМ (рис. 4.295). Теперь предположим, что вследствие каких-то причин фаза опорного колебания изменилась на 180° (рис. 4.29е). Тогда после демодуля ции при ФМ информация будет принята инвертирован
ной, т. е. |
вместо 1 регистрируется 0, а |
вместо 0 — 1 , а |
при ОФМ |
информация будет принята |
в прямом коде |
(рис. 4.29з). Это обусловлено тем, что при ФМ знача щее состояние передаваемого элемента характеризуется определенной фазой сигнала, которую он имеет в тече ние времени то, и изменение фазы указывает на то, что окончилась передача элемента одной значимости и на-
219