книги из ГПНТБ / Кузьмин, А. А. Маломощные усилители с распределенным усилением

с увеличением х растет, но при «г^0,5 весьма незначи­

функций Fp и V"w можно считать равным единице еще с большим основанием: FPV"W= 1 при т ^ . 0,5.

Таким образом, АЧХ каскада в основном определяет­ ся частотной зависимостью hziб и К а

М(со) = Пу ((о)= 1/(1 — ЗЯн& * )/Г + 7 '. (8.127)

При этом предполагается, что на частоте среза АЧХ резко падает до нуля. Первый сомножитель знаменате­ ля (8.127) характеризует подъем АЧХ, обусловленный симметрирующим устройством, второй — спад, обуслов­ ленный транзистором. Очевидно, что при ограничении частоты среза граничной частотой СУ подъем АЧХ не

может быть больше, чем в | / 2, поскольку у < 1. Разла­

гая сомножители в степенной ряд и приравнивая коэф­ фициенты при со2, найдем условие компенсации АЧХ на низких частотах

При этом амплитудно-частотную характеристику можно рассчитать по формуле (8.127), подставляя Лв=7Нк/(1 +

а) по отношению к Li (8.113) (величину т целесообраз­

но взять равной 0,25, чтобы FBn<;4Li); б) по частотным возможностям СУ (8.116); в) по нижней граничной ча­ стоте (8.117). В противном случае перечисленные выше условия компенсации одновременно реализовать невоз­ можно.

183

Г л а в а 9

ДИНАМИЧЕСКИЙ ДИАПАЗОН ПО КОМБИНАЦИОННЫМ СОСТАВЛЯЮЩИМ

КАСКАДА УРУ РАЗЛИЧНЫХ СТРУКТУР

В связи с чрезвычайной важностью вопросов помехо­ защищенности радиоприемных устройств весьма акту­ альными становятся задачи анализа, расчета и миними­ зации нелинейных искажений (НИ) входных усилителей, в особенности высокочувствительных широкополосных усилителей, предназначенных, например, для панорам­ ных радиоприемников.

Указанные задачи для усилителей с распределенным усилением, как мощных, так и маломощных решались в ряде работ [14,62—64,78], в которых анализировались НИ, возникающие в усилителе, при гармоническом воз­ действии одной частоты и бигармоническом воздействии на вход УРУ параллельной структуры. О. В. Алексеевым и А. А. Соловьевым проведен анализ специфических осо­ бенностей работы УРУ с учетом нелинейности УЭ, рас­ смотрено влияние высших гармоник на режим рабо­ ты ламп и к. п. д. УРУ, а также предложено для мини­ мизации НИ использование двухтактных схем, неодно­ родной схемы каскада УРУ и отрицательных обратных связей в УЭ. Показано, что специфические особенности УРУ с точки зрения НИ проявляются при использовании ламп с проницаемостью более 0,005, при работе УЭ в пе­ ренапряженном режиме, а также при рассогласовании выходной линии с нагрузкой.

В связи с тем, что в последние годы появилась воз­ можность создания УРУ четырех структур, встала зада­ ча анализа влияния специфики различных способов включения УЭ в ПЛ на нелинейные искажения каскада УРУ. Эта задача решалась в работах [79—81], материа­ лы которых положены в основу содержания настоящей главы, посвященной дальнейшему анализу влияния раз­ личных факторов: частотной зависимости волновых со­ противлений, потерь и расфазировки ПЛ на нелинейные искажения в однородном каскаде УРУ четырех струк­ тур. Для единого подхода к анализу НИ в каскаде раз­ личных структур не будем учитывать природу нелиней­ ных искажений в УЭ и для описания его нелинейных

185

свойств воспользуемся динамической вольт-амперной ха­ рактеристикой (ВАХ), аппроксимируемой степенным по­ линомом. Количественной оценкой НИ служит величина динамического диапазона по комбинационным составля­ ющим.

9.1. ПРОХОЖДЕНИЕ ДВУХЧАСТОТНОГО СИГНАЛА ЧЕРЕЗ УСИЛИТЕЛЬ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМ УСИЛЕНИЕМ

Для определения динамического диапазона необходи­ ма информация о спектральном составе напряжения на выходе УРУ. Рассмотрим прохождение двухчастотного

=0); 4) фазочастотные характеристики звеньев входной

ивыходной линий одинаковы, т. е. |3i(x) =ip2(^), 5) ди­ намические вольт-амперные характеристики УЭ в каскаде идентичны. Наивысшая степень аппроксимирующего по­ линома равна трем. Первая гармоника, обусловленная кубичным членом полинома, не учитывается.

На входе каскада действует сигнал, состоящий из двух э. д. с. различных частот и одинаковых амплитуд

где Ет — амплитуда э. д. с.

Динамические ВАХ усилительного элемента для лю­

где t)h{t) и xh(t) — мгновенные значения соответственно реакции на выходе и воздействия на входе УЭ; аРг —

действительные коэффициенты аппроксимации динамиче­ ских ВАХ.

Для различных структур выражения (9.1) имеют вид

186

Схема однородного УРУ, состоящего из п симметрич­

ных секций любой структуры, приведена на рис. 9.1, на котором реакция усилительного элемента отображена эквивалентными источниками тока или напряжения. Следует указать, что несмотря на одинаковые ампли­ туды э. д. с., воздействие на входе усилительного элемен­ та каждой частотной составляющей может быть различ­ но из-за частотных зависимостей волновых сопротивле­ ний.

WH2 Wbl

Рис. 9.1. Структурная схема каскада при отсутствии обратной связи.

Анализ удобно провести в терминах, нормированных относи­ тельно волновых сопротивлений амплитуд напряжений и токов на соответствующих частотах:

У) afl]= аы ]/~ «V (хдр) wqt (qx,)w^ (рхг) ,

187

= (?Ш1± /?( 0 2 или в относительных величинах xiP = mqPl^cP = qX\±px2,

Xl,2=C0l,2/(0cp-

Поскольку передающие линии линейны, то комплекс­

Возведя в степень слагаемые суммы (9.6), найдем спек­ тральный состав реакции УЭ в виде комплексных ампли­ туд колебаний с частотами Xi, Хц и x2i

Напряжение на нагрузке каскада от действия к источни­

ков составляющей основного тока и комбинационных составляющих определится как сумма

4=1

*> Здесь и далее индексом m снабжается амплитуда напряжения или тока.

1 8 8

где

( х ч р ) = ехР {— 0.5/ [ 1 + 2 ( п — k ) \ ра (х ?р)}

— коэффициент передачи напряжения выходной переда­ ющей линии от i/e-ro УЭ до выхода каскада.

9,2. ОПРЕДЕЛЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ НА ВЫХОДЕ КАСКАДА

Подстановка выражений (9.7) — (9.9) в (9.10) приво­ дит к суммам в виде геометрических прогрессий, кото­ рые достаточно легко можно представить в замкнутой форме. При этом перейдем к ненормированным величи­

нам

и Л(•*,) = - у - ( —§— ) V wrn « ехр [—0,5/га, (х,)]Х

Поскольку нас интересуют только амплитудные зна­

чения напряжения на выходе, необходимо определить мо­ дули выражений (9.11) — (9.13). Дополнительно прини­

мая во внимание условие идеального согласования ПЛ wBi — Woi— Ri,3, t£.,H?=®02=7?2,4, находим:

189

— комбинационная функция потерь, которая при <7 = 1 , р —0 или q = 0, р = 1 становится равной обычной функции

потерь, введенной ранее,

•— фазовая функция.

Если частоты входного сигнала близки, т. е. сщ^ыг,

формуле (1.11) или как отношение амплитуд напряже­ ний

Следует заметить, что поскольку динамический диапазон, как правило, измеряется в децибелах, то определение его как отношение мощностей равноправно определению в виде отношения амплитуд напряжений.

Рассмотрим влияние частотных зависимостей волно­ вых сопротивлений ПЛ каскада на изменение динами-

190

ческого диапазона в рабочей полосе частот, которое определяется сомножителем

в выражениях (9.23), (9.24). Относительное изменение обусловленное изменением волновых сопротивлений,

характеризуется отношением

Та б л и ц а 9.1а

Общие формулы для А

П р и м е ч а н и е : при включении в П-сечение w B = w n , при вклю­ чении в Т-сечение w B — W j .

где индекс (до0) означает нормировку коэффициентов от­ носительно волновых сопротивлений па низкой частоте.

В табл. 9.1 приведены возможные варианты включе­ ния входа и выхода УЭ в соответствующие сечения фильтров, обозначаемые, например, как Т-П, что означа­ ет: вход УЭ подключен в Т-образное сечение, а выход в П-образное сечение фильтра. Для различных структур

Т а б л и ц а 9.16

УРУ приведены общие формулы развернутого выраже­ ния (9.26), а также частные формулы для случая вклю­ чения УЭ в П-П-образное сечение ФНЧ типа k. Индексы (01), (10), (11) и (21) над w b в таблице означают вол­

новые сопротивления на соответствующих частотах.

Из рассмотрения полученных результатов можно сде­ лать следующие выводы. Частотная зависимость волно-

192