книги из ГПНТБ / Кузьмин, А. А. Маломощные усилители с распределенным усилением

фовому высокочастотному транзистору. Й настоящее время наиболее полно обоснована [50—53] и удобна для расчетов в широком диапазоне частот (до 0,5/т) эквива­ лентная схема, приведенная на рис. 8.1. Схема содержит

ся равным единице; гэ— активная составляющая диффе­ ренциального сопротивления змиттерного перехода; ао — низкочастотное значение коэффициента передачи потоку транзистора в схеме с общей базой, при коротком замы­ кании на выходе. Параметры остальных элементов схе­ мы от частоты не зависят. Емкости Сщ и Ск2 отражают

разделение полной емкости коллекторного перехода С„=С«1 +Ск2 на емкость активной Скi и емкость пассив­ ной СК2 областей коллектора транзистора. Разделить

полную емкость коллектора Ск на составляющие CKi и

В схему рис. 8.1 включены индуктивности выводов тран­ зистора L3, L q, LI( и емкости их на корпус транзистора

Сэк, Сбк, Скк. Эти величины включают в себя как внут­ реннюю индуктивность, так и внешнюю, соответствую­ щую длине выводов, равной 2 мм от основания корпуса.

Эквивалентную схему рис. 8.1 для случая включения транзистора по схеме ОЭ можно привести к виду, пред­

сопротивление вывода эмиттера. Для упрощения можно считать Дг = 0 и тогда гэ1= гэ. В схемах на рис. 8.1, 8.2 гс — омическое сопротивление базы.

*> При температуре +20 °С, / 8 о — постоянный ток эмиттера в рабочей точке.

143

Достоинством схем рис. 8 Л и 8 .2 является то, что их элементы легко определяются через небольшое число параметров транзистора, измеряемых с достаточной точностью на внешних зажимах. Для то­ го, чтобы воспользоваться эквивалентными схемами рисунков нуж­ но знать следующие параметры транзистора: постоянную времени коллекторной цепи тк=ГбСк1, тип транзистора, емкость коллектора Скь предельную частоту fT, индуктивности выводов и их емкости

Рис. 8.2. Эквивалентная схема транзистора с ОЭ на высоких ча­ стотах.

на корпус. Численные значения тк, Ро, Ск, fT для каждого типа транзистора можно найти в его паспорте или получить путем не­

емкостей относительно корпуса является сложной и трудоемкой ра­ ботой. Наиболее сильно на параметры транзистора влияют индуктив­ ности в общем и входном выводах. В работах (50, 51] подробно изложена методика расчета и приведены выражения ^-параметров транзистора при включении его по схемам ОЭ и ОБ. Однако при выводе у-параметров транзистора с ОЭ не учитывалась обратная связь -по току, которую можно получить путем включения в цепь эмиттера сопротивления Roa (рис. 8 .2 ). Введение же эмиттерной противоовязи при реализации транзисторного УРУ параллельной

144

структуры весьма Желательно для увеличения входного сопротив­ ления, уменьшения частотных зависимостей крутизны и входной реактивности транзистора, стабилизации усиления и снижения нели­

в широком диапазоне частот; .««-параметры транзистора с ОЭ при

потенциалов и решить полученную систему уравнений относительно входного и выходного токов транзистора.

С учетом индуктивности только эмиттерного вывода получаются следующие выражения «/-параметров тран­ зистора с противосвязью в результате включения R oc.

усиления тока в схеме с ОЭ.

При выводе формул (8.1) емкости выводов транзи­ стора относительно его корпуса Сбк, Сэк, Скк не учитыва­

лись, так как их всегда можно отнести к внешним по отношению к транзистору элементам схемы. Используя выражения (8.1), нетрудно найти «/-параметры транзи-

efopa с эмиттерной противосвязыб с учетом индуктивно­ сти базового вывода L§ с помощью соотношений:

Для современных высокочастотных транзисторов числен­ ное значение (от£б лежит в пределах (20—40) Ом и на достаточно высоких частотах (г/> 0 ,2 ) соизмеримо

с 1 /у 1 .

1 и 1 1Э

Следствием этого является заметное влияние индук­ тивности базового вывода L§ на //-параметры транзисто­

ра в области высоких частот. Интересно отметить, что индуктивность базы наряду с уменьшением прямой про­

водимости uLL транзистора (8.7) увеличивает его вход-

ное сопротивление (8.5), что является полезным при создании УРУ параллельной структуры.

Из эквивалентной схемы транзистора с общей базой (рис. 8 .1 ) определим /г-параметры, являющиеся коэффи­

циентами в уравнениях (3.1). Налагая соответствующие условия холостого хода и короткого замыкания, а также

8.1.3. (/-параметры усилительного элемента на транзисторах по каскодной схеме общий эмиттер— общая база

Известно, что транзистор при включении по схеме сОЭ обладает значительной внутренней обратной связью. Это затрудняет создание широкополосных транзистор-

146

тически теряет свое основное преимущество — малую обратную проходную проводимость по сравнению со схемой ОЭ.

На основании (8.13) — (8.15) получим выражения у-

параметров каскодной схемы с эмиттерной противосвязью с учетом индуктивностей эмиттерного и базового выводов транзисторов [54]. Подставив в (8.13), (8.14) выражения (8.5), (8.7) с учетом (8.1), можно получить выражения для уцк и у2iK, которые окажутся достаточно сложными. Однако в диапазоне частот у < 0,5, где спра­

ведливы эквивалентные схемы рис. 8.1 и 8.2, выражения (8.13), (8.14) можно существенно упростить без замет­ ного уменьшения точности расчетов.

для современных транзисторов а)тТк<С1. С учетом этих допущений выражения (8.13), (8.14) приводятся к виду

Согласно (8.15) параметр у22к приблизительно равен Й22б, определяемому при разомкнутом входе второго

транзистора с ОБ. Поэтому выходная проводимость но­ сит емкостной характер, а С22к= Ск. Полученные выра­ жения (8.16), (8.17) для случая Я ои= 0 и уРо>1 полно­

стью совпадают с соответствующими выражениями, при­ веденными в [50].

Для анализа АЧХ каскада УРУ в дальнейшем потре­ буется знать активную и реактивную составляющие уцк,

148

Как видно из уравнений (8.19) — (8.25), активная и ре­ активная составляющие входной проводимости, модуль проводимости прямой передачи каскодной схемы ОЭ— ОБ являются достаточно сложными функциями пара-

может измениться на индуктивный. Поэтому целесооб­ разно работать на таких частотах и при таких величи­ нах Roc, при которых емкостной характер входной про­

водимости сохраняется.

Проиллюстрируем частотные зависимости FIt, R uK и Сцк на конкретном примере транзистора ГТ-330, исполь­

149

(рис. 8.3 и 8.4). Как видно из графиков, частотные зави­ симости сильно выражены и могут существенно влиять на характеристики каскада РУ. Увеличение сопротивле­ ния обратной связи приводит к росту Дцк и к уменьше­ нию крутизны спада Сцк и |г/21к|- При этом Сцко и |#21ко| уменьшаются.

8.2. ГРАФО-АНАЛИТИЧЕСКИЙ МЕТОД РАСЧЕТА ПАРАМЕТРОВ И ЭЛЕМЕНТОВ КАСКАДА УРУ НА ТРАНЗИСТОРАХ, ВКЛЮЧЕННЫХ ПО КАСКОДНОЙ СХЕМЕ ОЭ—ОБ

Одной из наиболее перспективных схем УРУ являет­ ся схема на ФНЧ типа k и транзисторах, включенных по

каскодной схеме ОЭ—ОБ (рис. 1.4). Можно считать, что по комплексу технических показателей данная схема превосходит другие имеющиеся схемы. В первую очередь следует отметить достаточно большую широкополосность, достигающую (0,5—0,6) fT. По мере совершенст­ вования транзисторов абсолютная полоса пропускания данной схемы расширяется. Кроме широкополосности, данная схема может обеспечить достаточно хороший КСВН и развязку входа и выхода, сравнительно малый коэффициент шума и т. д.

Транзисторный усилительный элемент (в отличие от УЭ на электронных лампах) обладает достаточно высо­ кой эквивалентной крутизной. Поэтому в транзисторных УРУ нет смысла применять полосовые трехэлементные фильтры (для повышения коэффициента усиления). При необходимости полосу пропускания со стороны нижних частот можно ограничить, используя на входе усилителя или между каскадами ФВЧ. Далее мы будем рассмат­ ривать каскад на ФНЧ типа k. Так же, как в каскаде на

электронных лампах по каскодной схеме ОК—ОС, при­ нимаем допущения: отсутствие расфазировки и обратной связи через УЭ, полное согласование на концах переда­ ющих линий, наличие потерь только во входной линии, вызванное частотно-зависимой активной составляющей

*> Величины индуктивностей L a и Le несколько увеличены по

сравнению со значениями, указанными в табл. 8.1, поскольку в ре­ альной схеме длина выводов более, чем 2 мм.

150

входной проводимости УЭ. При этих допущениях фор* мула модуля коэффициента усиления каскада структу­ ры у может быть получена из (5.92) с учетом (5.116)

8.2.1. Обеспечение равенства частот среза фильтров входной и выходной ПЛ

При равенстве фазовой постоянной фильтра входной линии Pi фазовой постоянной фильтра выходной линии Рг

Однако выполнение этого условия при изменяющейся в диапазоне частот емкости фильтра входной линии необходимо обеспечить (в особенности в области верхних частот, где расфазировка может сказываться весьма сильно). Для этого по крайней мере нужно, чтобы частоты среза фильтров входной и выходной линий были равны cocpi=='Wcp2=,^cp*

Емкость фильтра входной линии состоит из частотно-зависимой Сии '(8.25) и дополнительной емкости СДоД, включающей в себя

монтажную емкость и емкость добавочного конденсатора, если он необходим для обеспечения нужного характеристического сопротив­ ления и диапазона частот,

Cl = CllK(0)) + Сдоп.

а частотная зависимость определяется относительным изменением Снк(ш) (8.25)

Емкость Сю можно выразить через низкочастотное характеристиче­ ское сопротивление и некоторую условную частоту среза фильтра, которая имела бы место, если бы СДсо) была постоянной,

151

Как известно [35], на частоте co=!Mcpi для Ф<НЧ типа k выполняет­ ся равенство

0,25cocpiT/iCi(со= (Оср i) ^ l ,

которое с учетом <(8.31) и !(8.33) можно записать в виде

Уравнение '(8.38) связывает у ср iy = ft)cpiy/wT с заданным волновым

сопротивлением Wm, фактической частотой среза входной линии Уср 1 =<(оСр i/co-r и параметрами используемого транзистора, которые

определяют закон изменения входной емкости транзистора Ас:((о). Решив (8.38) относительно t/Cp i у, получим

Таким образом, если известен тип применяемого транзистора и его параметры, а также заданы: R0с, акогг, fop 2 = fcp i, то молено рассчитать элементы фильтров входной линии при изменяющейся в диапазоне частот емкости Сик(м), используя следующую после­ довательность формул:

8.2.2. Определение оптимального числа секций в каскаде

Даже при сравнительно небольшом изменении отно­ сительной эквивалентной крутизны транзистора, АЧХ каскада может иметь значительный спад, если число секций в каскаде выбрано более некоторого оптималь­ ного значения. Это может произойти из-за существенно­ го влияния потерь во входной линии.

152