книги из ГПНТБ / Кузьмин, А. А. Маломощные усилители с распределенным усилением
.pdfривается два варианта включения СУ во входную пере
дающую линию |
(рис. 8.15): а) в Т-образное сечение зве |
||
на ФНЧ типа k, |
б) в условное П-образное сечение звена. |
||
В |
первом варианте |
полная индуктивность ФНЧ типа |
|
k |
входной линии |
|
|
|
T l — Т1доп + |
Т в11, W B 1 — ИУт1, ЙУц1— ® П 1’ |
во втором варианте схема полузвена не совпадает пол ностью с ФНЧ типа k, Lsnf2 присоединяется к П-сеченшо
|------- Н t-1
Рис. 8.15. Включение СУ в ПЛ:
а) в Т-образное сечение; б) в условное П*образное сечение ФНЧ типа k.
ФНЧ типа k, в связи с чем сечение, обозначенное пунк
тирной линией, названо условным П-сечением звена. Как показывает анализ и опыт реализации УРУ с использо ванием включения СУ по схеме б, этот вариант обладает лучшими характеристиками по сравнению со схемой а.
Формулы для характеристических параметров фильт ра рис. 8.16,6 можно получить, зная элементы матрицы Л-параметров полузвена фильтра с Т-образной стороны
1 —• х 2. /ю ^ -(1 -|- т — т х ,) |
|
||
[а]: |
11 |
, |
(8.93) |
. а>С, |
— тх,* |
|
|
1 — |
|
|
|
где |
|
|
|
Л^со/Шер!, m==LBa!Llt |
|
шсР1 = 2/V Ь,Си |
(8.94) |
173
частота среза совпадает с частотой среза ФНЧ типа k, содержащего Li и С\. Используя (8.93) и (4.1), находим
1 — xf |
ту?х |
^ |
(8.95) |
|||
V ■1 — тх\ |
1 + |
т у |
||||
|
||||||
1 — тх\ |
тх\ |
\ |
(8.96) |
|||
1 |
— х\ |
\ + |
т ) |
|||
|
||||||
0 - |
|
|
|
|||
pi = 2arcsinJCj |
1 + |
т (1 — А |
|
)> |
(8.97) |
Рис. 8.16. Схемы замещения фильтров:
а) при включении |
СУ в Т-образное |
сечение; б) в условное П-образное сече |
|||
|
ние |
фильтров. |
|
||
где |
|
|
|
|
|
®„, = |
/ ( £ , + £.*)/£> = |
У М 1 + т)/С1. |
(8.98) |
||
Учитывая исходные допущения, запишем формулу |
|||||
коэффициента усиления каскада структуры h |
|
||||
|
tih% |
|
|
WBl Fpe—jnbi |
(8.99) |
К £ 4 1 ft |
|
|
|||
где Fp — функция расфазировки |
(5.151). |
|
|||
На частотах, на которых xi:2, у, 0<С1, коэффициент |
|||||
усиления одинаков для обеих схем включения СУ. |
|
||||
|
__ |
па0feCB |
|
(8.100) |
|
|
К£410 — |
2(1 + / н) |
Из (8.100) следует, что коэффициент усиления каскада на транзисторах с ОБ и СУ определяется в основном числом секций п и отношением wmlw0i. Поэтому, если ®ог/®о1 = 1, что конструктивно наиболее удобно, то коэф фициент усиления одной секции |/ 'С с |~ 0 , 5 , и для полу чения достаточного Кеш необходимо число секций, рав-
174
ное шести. Таким образом, с точки зрения числа тран зисторов в каскаде УРУ на УЭ по каскод'ной схеме ОЭ-ОБ (структура у) и УРУ структуры h равноценны,
так как в первом случае легко достижим коэффициент
усиления на |
секцию, |
равный единице |
(при аУо1 = Шо2 = |
|||
= 75 Ом). |
|
|
|
|
|
проявляется |
На высоких частотах различие схем |
||||||
в характере |
частотных |
зависимостей |
Шщ. |
Для схемы |
||
рис. 8.15,а |
|
|
|
|
|
|
|
W в! — ^Т1 — ^oi |
^ |
’ |
|
||
где |
|
|
|
|
|
|
|
®01 == |
(Ддоц Н- |
я)/ |
|
|
|
== _1В/10срн |
Шср1 == 2/]/"(^1Д 0Ц — |
T- bi ^ C j . |
Для схемы рис. |
8.15, d” w " m определяется по (8.96), (8.93) |
||||||||
w'j" = w n, |
для |
обеих |
схем. |
Поэтому |
|
|
|
|
|
|
|
(wB2y _ w 02 ________ 1________ |
|
|
|||||
|
|
V W ' |
^ (1 _ * 2 )(1_ х2) |
|
|
||||
|
|
= |
У |
(1 |
— х\) |
( |
|
|
т%\ \ |
V“W |
|
|
®.1 |/ |
( 1 - 4 |
(1 _ ,„ x2} |
^ |
- |
|
ГТГг]' |
В итоге, функции характеристических сопротивлений |
|||||||||
Vw(x) для схем а и б оказываются разными: |
|
||||||||
|
|
|
V' |
у / 0 |
%\) 0 ^2) |
|
|
|
(8. 101) |
|
|
|
|
|
|
|
|
||
V" |
= |
|
/ ' |
1 — X j |
|
|
тх\ |
(8.102) |
|
V ( i - 4 (1 - |
|
|
|
т |
|||||
V У ) |
------- |
• тх?) |
1 |
+ |
|
||||
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
а относительная частотная зависимость параметра пря мой передачи УЭ (5.85) — одинаковой:
] \ = М у у Т + у \ |
(8.103) |
где M Ci — относительная частотная зависимость |
симмет |
рирующего устройства: |
|
Mci= ( l + / H)/(1+/H0ctg0), |
(8.104) |
175
которая при /п^ 0 ,2 и 0=£70Гр может быть аппроксимиро вана функцией
Mci= l/(1 —3V&2), |
(8.105) |
где |
|
Ап=/н(1-Мн), -0-2= (0/я)2Я 1 -(0 /я )2]. |
|
Таким образом, АЧХ каскада описывается произведе |
|
нием функций |
|
= |
(8.106) |
Проведем качественный анализ частотных зависимо |
|
стей (8.101) — (8.103), (8.106). Пу может как |
увеличи |
ваться, так и уменьшаться с увеличением частоты в за висимости от соотношения между /т транзистора и frр
СУ. Однако изменение Пу относительно единицы не большое из-за взаимно противоположного характера входящих в Пу функций. При x i ^ x 2 V'w интенсивно воз растает с увеличением частоты, в то время как V"w при небольшом т подвержена изменению в меньшей степени. Из сказанного следует, что в схеме а для выравнивания
АЧХ необходимо искусственно вводить расфазировку, а в схеме б при практически отсутствующей расфазиров ке достаточно правильно сочетать параметры транзи стора, СУ и передающих линий. При этом возникающая расфазировка из-за наличия LBHво входном фильтре при малых т сказывается незначительно. Следовательно,
для получения некоторого оптимального хода АЧХ в пер вом случае необходимо правильно выбрать величину ко эффициента расфазировки 6 p= f Cpi/fcp2, а во втором фак
тически требуется оптимизировать частотную зависи мость Пу.
В общем случае задача ставится следующим обра зом: при заданном коэффициенте К е ш , заданных пара метрах транзистора ао, /т, Ln и фильтров йУоцог / cpi (fср
определяет полосу пропускания каскада), известных па раметрах СУ kCB~ l и рн*) необходимо определить чис ло секций п, коэффициент расфазировки bv, индуктив ность СУ Ьс (или /н), исходя из требований к АЧХ кас
када и некоторых ограничивающих условий:
:L о тах доп, |
(8.107) |
tu Я-max доп |
(8.108) |
*> Если конструкция СУ определена, то рн не зависит от длины намотки или числа витков и в данном .случае считается известным, варьируемой величиной является Ь с .
176
или
i/cp---/cpl/fl^l/cp доп- |
(8.109) |
Вследствие значительной сложности |
математического |
выражения АЧХ, требования к ней формулируются толь ко в области низких частот и на некоторой фиксирован ной частоте, близкой к частоте среза fcpl.
Условие (8.107) связано с ограничением индуктивно сти фильтра (при заданных /сpi и w«1 ), а следовательно, с ограничением £ в„ и L c. Условия (8.108), (8.109) озна
чают ограничение коэффициента усиления или полосы пропускания из соображений малого влияния обратной связи через УЭ.
8.4.6. Определение оптимального коэффициента расфазировки при включении СУ в Т-образное сечение фильтра
Прежде чем приступить к анализу требуемого разно са частот среза входной и выходной ПЛ, необходимо знать п и Число секций, как следует из (8.100), можно определить, исходя из заданного К е ш
п — |
КЕШ2(1 + /Л |
(8.110) |
|
а0^СВ |
|
и проконтролировать при помощи условия (8.108). Выражение для /н содержит неизвестную L c, макси
мально допустимое значение которой ограничивается ли бо условием
m— L вн/L i^ m maxдоп= (^вн/^-l) max доп) (8.111)
либо требованием, чтобы граничная частота СУ была не менее /cpi
/cpi<'/rp. (8.112)
Предельная величина ттахк<т=£ когда вся индуктив ность фильтра состоит из Lmi. Используя (8.92а), левую
часть (8.111) запишем в виде
т = (a//„) [1 — k2J ( Г + /я)],
где (х —Lu/Li — 0,5LHcocpi/^oi, откуда
|
— (пг — а) + V(т. — «)2+ 4 а « (1 — k\B) |
(8.113) |
|
111 |
2т |
||
|
12—675 |
177 |
П р и tTl — ttlm a x д о п — 1 |
|
/н==hi min доп' |
(8.114) |
Может оказаться, что условие (8.112) является более жестким по сравнению с (8.111). В этом случае, исполь
зуя (8.83), находим |
|
|
|
||
/а= |
/[5/ + |
]Л + 25/7] = |
t[l |
+ 5/(1 +2,5/)], |
(8.115) |
где / — 2LH/rp/pn. |
|
минимально допустимым |
|||
При /cpi=/rp |
1к становится |
||||
/н min доп- |
Из |
значений /н, |
вычисленных по |
(8.114) и |
(8.115), необходимо брать наибольшее. Более того, требу ется обеспечить некоторый запас, увеличивая /н nun доп в q раз (<7>1). Коэффициент q целесообразно взять рав ным 1,5. Дальнейшее увеличение q{Lc) вызовет трудно
сти изготовления СУ и увеличит нижнюю граничную ча стоту.
Таким образом, |
|
/н — ql н min доп* |
(8.116) |
Не останавливаясь на различных причинах уменьше ния коэффициента усиления каскада УРУ при стремле нии частоты к нулю, рассмотрим лишь влияние симмет рирующего устройства для определения нижнего преде ла Lc или верхнего предела /н. На очень низких часто тах АЧХ каскада определяется величиной Кы- При этом
нагрузкой СУ можно считать лишь активную составляю щую /inб при г/<С 1 (8.86)
Яц = Ьцэ.
Модуль относительного коэффициента передачи по
току СУ определяется из |
(8.77) |
с учетом (8.73) — (8.75) |
Mci= 1/J/1 + (/? hW |
= |
1 / / 1 + ( Я Н/Ри6)2, |
откуда, полагая Л4сг- = 1 / |/ 2, находим нижнюю гранич ную частоту a H= R B/Lc. Если <он задана, то нетрудно определить минимально допустимую L c или максималь но допустимое 1п:
Lc min доп==Яв/<йн> |
|
/н max доп= ©нЕн/Дн- |
(8.117) |
Если (он должна быть как можно меньшей, то необхо димо руководствоваться (8.116).
178
Определим величины коэффициента расфазировки при различных соотношениях между параметрами. При bv= \ , (x2= b pXi) расфазировка отсутствует:
&2 = arcsin xi—arcsin bpxi = 0 , Fp= l .
При этом АЧХ каскада (8.106) с ростом частоты увели чивается в результате роста V'w (8.101) и при определен ных ситуациях, когда спад h216 не может скомпенсиро вать рост Kci, в результате увеличения Пу (8.103). При 6Р<1 функция расфазировки (5.151) с ростом дг1>2 падает
и в некоторой степени компенсирует подъем АЧХ. Даль нейшее уменьшение Ьр приведет к еще большей компен
сации подъема АЧХ. Первым характерным |
значением |
6 р = 6 Р1 является такое, при котором Ь2=я1п, |
Fv= 0 на |
Xi— l, т. е. на границе полосы пропускания. Если далее уменьшать коэффициент bv, то одновременно с увеличе
нием эффекта компенсации будет происходить сокраще
ние полосы пропускания, поскольку |
Fp= 0 |
при |
X i<l |
(bp<ibpl). Сокращение полосы можно |
допустить |
лишь |
|
в небольших пределах, например, на |
10% |
(Fp= |
0 при |
jci==0,9). Такое значение Ьр является минимально допу
стимым: bp= bpmin при Fp(xi=0,9) = 0 . Решая |
уравне |
ние пЬ2= я при X i = l и 0,9, находим |
|
6 pl= c o s (я/п), |
|
min ===1 , 1 1 cosf0,45+ (я/п)]. |
(8.118) |
Результаты расчета Ьр по (8.118) приведены в табл. 8.2.
Определим |
коэффициент разфазировки ■6 р= -6 ро, |
при ко- |
|||
|
|
|
|
Таблица 8.2 |
|
п |
4 |
5 |
6 |
7 |
8 |
&Р1 |
0,705 |
0,81 |
0,865 |
0,9 |
0,925 |
min |
0,36 |
0,52 |
0,62 |
0,69 |
0,74 |
тором АЧХ каскада на низких частотах (xi<^l) постоян на. Представляя Fp в виде (5.160) и разлагая входящие в (8.106) функции в ограниченные квадратом x t степен-
12* |
179 |
ные ряды, получим выражение для АЧХ каскада на низ ких частотах
М(х,) = |
1—0,15л2 (1 — йр)2х. |
|
1-0,25(1 + ^) xf - X |
||
*i« 1 |
1
X - (1 + 0,5г/срху) (1 -^срЧ)
где
Уср — fcp/'/т»
^_ ^-Н°^сР1 ______1______
|
|
Ри |
|
|
3/н ( I —(—^н) |
|
|
|
|
|
|||
М ( х , ) = 1 |
х, |
< 1 при выполнении равенства |
|
|
|
||||||||
0,15д2(1 — 6Р)2 — 0,25 (1 + |
tty = |
z2cp — 0,5у2ер, |
|
|
|||||||||
откуда |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
где |
|
6Ро = l - |
O |
^ |
a v |
+ —l |
l)/v, |
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
v = |
0,6/г2 — 1, |
a = |
2 (1 — у 2 + |
|
2т2 ). |
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
4 |
J |
сР 1 |
|
еР; |
|
|
|
|
Зависимости |
bp0= f ( a , n ) |
|
приведены |
на рис. 8.17. Сле |
|||||||||
дует заметить, что при п > 4 |
Ьрд<Ьри что говорит о том, |
||||||||||||
что при |
bpoSS'bpsgC 6pi |
|
АЧХ |
каскада |
будет |
иметь |
|||||||
подъем с |
последующим |
спадом |
до |
0 на |
{xl0< x i< |
||||||||
|
|
|
|
|
< 1 ), |
|
где Хю>'0,9 — отно |
||||||
|
|
|
|
|
сительная частота, |
на ко |
|||||||
|
|
|
|
|
торой |
/ гр(Ьр=6р0) = 0 . |
бу |
||||||
|
|
|
|
|
|
Оптимальным |
Ьр |
||||||
|
|
|
|
|
дем |
называть такое, |
при |
||||||
|
|
|
|
|
котором М равна фикси |
||||||||
|
|
|
|
|
рованному |
|
значению |
||||||
|
|
|
|
|
Л1ф>1, например, |
Мф = |
|||||||
|
|
|
|
|
= 1,1 |
|
на |
фиксированной |
|||||
|
|
|
|
|
относительной |
частоте |
|||||||
|
|
|
|
|
•ЧФ < |
|
1, |
например, |
Хщ = |
||||
|
|
|
|
|
= 0,9. |
|
Очевидно, что Ьр0< |
<ЬР opt^~ bPi-
Рис. 8.17. К определению коэф фициента расфазировки при взаимной компенсации различ ных факторов на низких часто тах.
Для определения bpopt
воспользуемся свойством n62= con st для функции расфазировки Ap = const.
180
При фиксированных значениях x t и М
где |
|
|
Мф = |
Пуф1//и,ф/7рф, |
(8.119) |
|
|
|
|
|
|
Пуф = |
(1 -f-/я)/j/" 1 |
0 |
(8. 120) |
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
^ср = |
С0ср1^н/р11^ш |
|
|
V'w^ |
l / f ( l - x l ) ( l - b 2x l ) , |
(8.121) |
||
|
УРф = |
1 |
-0,15 (пйаф) 2+ 5 • 10-3 (пЬ2ф)4, |
(8.122) |
|
|
^ |
= |
arcsinxi$—arcsin£pop(*i$. |
(8.123) |
|
Для х1ф = |
0,9 |
|
|
|
|
|
|
bp opt= 1Д1 cos (0,45 + 62ф). |
(8.124) |
Из (8.122) и (8.119) находим
Ь2ф = У 15 — / 2 5 + 2бб?^/л , |
(8.125) |
•РрФ = МФ/ПуфУ/№ф. |
(8.126) |
Уравнение (8.119) невозможно разрешить относитель но искомого значения bpovt- Однако, поскольку значе ния Ьр, близкие к bpopt (например, 6pi), известны, то, полагая, что замена bpopt на Ьр1 мало скажется на вели
чине У'шф, можно применить итерационный способ вычис ления bpopt.
Рис. 8.18. Расчетная зависимость функции характеристических со противлений от коэффициента расфазировки.
Рис. 8.19. Зависимость коэффициента расфазировки от полуразности фазовых постоянных на фиксированной частоте.
181
Вычисляется ПУф |
(8.120), |
задается |
= b vl в ну |
||
левом |
приближении; |
I этап — |
) |
(8.121); |
|
^рф( ^ |
ф) (8.126); bz$(FРф); |
(8.125); b ^ |
(62ф) |
(8.123), |
(8.124) — первое приближение; II — этап процесс вычис ления аналогичен процессу вычисления I этапа при за-
мене г ' и на полученное сг ; в результате имеем
— второе приближение.
Опыт показывает, что достаточно трех этапов вы числения 6Р opt■Для упрощения процесса расчета можно
пользоваться графическими зависимостями (рис. 8.18), (8.19), вычисленными соответственно по (8.121), (8.124).
Для |
расчета Ь2ф можно также применить график на |
рис. |
5.7. |
Р а с ч е т э л е м е н т о в к а с к а д а п р и в к л ю ч е н и и СУ в Т - о б р а з н о е с е ч е н и е ф и л ь т р а
Задано: параметры транзистора, w0i,oz, fcpi, Кеш, kCB, рн.
/„ |
Рассчитываются величины: /нтгпдоп (8.114), (8.115); |
|||
(8.116) или (8.117); Lc= L„/lR, LBn (8.92а); |
Тдоб= |
|||
= |
Li—Ьшь п |
(8.110); bV0Pt (8.123—8.126) |
(итерацион |
|
ный процесс); |
fCp2 = /cp i/6 popt, Сцг, Li>2 (4.10), принтом |
|||
C2 должна быть более суммы собственной выходной ем |
||||
кости транзистора, приблизительно равной |
Ск, |
и мон |
тажной емкости См, добавочная емкость фильтра выход ной линии С2доб= С’2— (Ск+ См).
8.4.7. Анализ АЧХ каскада при включении симметрирующего устройства в П-образное сечение фильтра
Поскольку в данном случае V"w (8.102) слабо зави сит от х, то нет необходимости применять расфазировку
как средство коррекции АЧХ. Поэтому принимаем cocPi = = сйСр2 = (Xi = x2— x, Ьр= 1 ). Однако естественная расфа
зировка
Ь2= ф , — 132)/2 т= arcsin \ х У 1 + т (1 — л 2)] — arcsinxr^O.
(х=у^0; 1)
имеется и увеличивается с ростом т. Значение х, на ко тором Ь2 максимально, при малых т практически не за висит от т :
= (3 + 4m — У 9 + 8 т )/8 т ж (1 + m2/8)/3 ж 1/3,
182