Distantsionny_kontrol_psikhofiziologicheskogo_sostoyania_s_pomoschyu_sverkhshirokopolosnoy_RLS
.pdf341
При радиолокации живых объектов в качестве ЗС могут использоваться непрерывные немо-
дулированные или модулированные СВЧ сигналы в диапазонах частот от сотен мегагерц до десятков гигагерц с различной занимаемой полосой частот – от узкополосных (УП) до широкополосных (ШП)
и сверхширокополосных (СШП), в том числе СШП видеоимпульсные сигналы (ВИС), не имеющие явно выраженной несущей частоты [191, 135, 215, 177, 67, 81, 231].
Сигналы, отраженные от человека, приобретают специфическую биометрическую модуля-
цию, которая отсутствует при отражении от неживых объектов и от местных предметов (МП). При-
чиной её наличия в отраженном радиосигнале являются сокращения сердца, сосудов, легких и, в осо-
бенности, колебания кожных покровов в области грудной клетки и гортани в такт дыханию и сердце-
биению [166, 215]. Эти процессы носят почти периодический характер с частотами в диапазоне 0.8 –
2.5Гц для сердца и 0.2 – 0.5Гц для легких. Таким образом, отраженный СВЧ сигнал имеет периодиче-
скую модуляцию по задержке или по фазе в такт с колебаниями кожных покровов и внутренних орга-
нов. Параметры этой модуляции определяются частотами и интенсивностями дыхания и сердцебие-
ния. Возможна и апериодическая модуляция сигнала, причиной которой могут являться малые пере-
мещения частей тела и артикуляция органов речи человека при произнесении слов [214, 67].
При режекции проникающего сигнала передатчика и сигналов, отражённых от МП, можно добиться высокой чувствительности при радиолокационном обнаружении объектов, границы кото-
рых подвержены механическим колебаниям. По имеющимся в литературе данным, чувствительность радиочастотного зондирования в гигагерцовых диапазонах волн потенциально может достигать 10-9 м
[210].
На практике наблюдение живых людей с помощью радиолокатора производится на фоне от-
ражений ЗС от МП. Как правило, интенсивность отражений от МП превосходит интенсивность отра-
жений от человека и частей его тела. В то же время отраженные от человека сигналы характеризуют-
ся апериодической или периодической модуляцией в такт с дыханием и сердцебиением. Сигналы,
отраженные от МП, не имеют указанной модуляции или характеризуются иным ее временным и спектральным составом. На этом и основываются методы обнаружения и регистрации отраженных от человека сигналов на фоне сигналов МП. Основным преимуществом ШП и СШП ЗС по сравнению с немодулированными сигналами при радиолокации живых объектов является разделение зоны наблю-
342
дения на ячейки дальности, позволяющее измерять дальность до цели, а также улучшить селекцию цели на фоне МП.
В зависимости от существа задачи тот или иной вид ЗС при создании радиолокатора для наблюдения живых объектов может быть предпочтительным. До настоящего времени исследования подобных радиолокационных систем не носили сравнительного характера и были посвящены от-
дельным устройствам с конкретными видами ЗС. Поэтому анализ и сопоставление методов выделе-
ния полезных сигналов в радиолокационных системах наблюдения живых объектов при разных видах ЗС актуальны и являются одной из задач данной главы. Она содержит теоретические результаты в части сравнения методов демодуляции биометрических сигналов и их характеристик при следующих видах ЗС: немодулированный монохроматический сигнал (МС), СШП ВИС и сигнал со ступенчатой частотной модуляцией (СЧМ). Для СЧМ сигнала приведены результаты моделирования алгоритмов обнаружения и регистрации компоненты дыхания и сердцебиения на фоне отражений от МП. Рас-
смотрено также влияние интерференции СЧМ сигналов прямого отражения от цели и сигналов цели,
переотраженных плоскостями пола потолка и стен помещения, в котором установлен радиолокатор.
Изложены также экспериментальные результаты, а именно приведены характеристики созданного макета радиолокатора со ступенчатой частотной модуляцией и данные натурных лабораторных экс-
периментов, проведенных с помощью этого макета.
5.2.2. Радиолокация живых объектов на основе монохроматического зондирующего сиг-
нала
Несмотря на известный недостаток немодулированного ЗС - отсутствие селекции по дально-
сти, радиолокаторы (РЛС) с таким сигналом могут широко применяться в простых устройствах обна-
ружения и регистрации дыхания и сердцебиения человека. При анализе и проектировании подобных РЛС представляют интерес следующие вопросы:
-анализ нелинейных искажений исходных периодических процессов дыхания и сердцебиения за счет фазовой модуляции исходного ЗС при отражении от границ человеческого тела, а также за счет преобразования сигнала в приемном устройстве РЛС;
-сравнение выходных эффектов во временной и спектральной областях для двух основных схем приема отраженных от человека сигналов – амплитудной и квадратурной, с учетом возможности оценивания меняющейся фазы принимаемого сигнала.
343
Монохроматический ЗС амплитуды U0 и частоты 0 запишем в комплексной форме:
u0 t U0 exp j 0t .
Предположим, что доминирующие отражения имеют место от границы «воздух - кожный по-
кров». Пусть область отражений и колебаний кожного покрова на теле человека расположена в пре-
делах одной зоны Френеля, находящейся от датчика на среднем расстоянии r0 . Текущее расстояние
до границы кожного покрова можно записать в виде |
|
r t r0 r t , |
(5.7) |
где r t характеризует колебания кожного покрова. |
|
С учетом (5.7) принимаемый сигнал u t помимо ослабления q получит характерные фазо-
вые изменения t 2kr t . При этом
u t qU0 exp j 0t j 0 j2k r t ,
где k 2 - волновое число, - длина волны излучения, 0 2kr0 .
Поскольку на входе приемника наряду с полезным сигналом действует так называемый про-
никающий сигнал передатчика, суммарный принимаемый сигнал имеет вид:
u t U0 q0 exp j 0t j 0 q exp j 0t j 0 j2k r t , |
(5.8) |
где q0 и q - ослабление проникающего |
и полезного сигналов, |
0 - фаза проникающего сигнала, ко- |
торая далее полагается равной нулю, 0 |
= 0. |
|
Представим периодические колебания границы тела человека за счет дыхания и сердцебиения |
||
для простоты суммой двух гармонических функций: |
|
|
r t b sin bt h sin ht h . |
(5.9) |
Здесь b 2 Fb , h 2 Fh , а Fb , Fh , b , h - частоты и амплитуды дыхания и сердцеби-
ения, h - некоторая постоянная фаза.
В составе РЛС с немодулированным ЗС возможно применение одного из двух типов прием-
ных устройств – когерентного квадратурного приемника и простого амплитудного приемника.
345
(5.12) следует, что при когерентном квадратурном приеме модуль спектра Фурье полезного сигнала
не зависит от 0 и, следовательно, от средней дальности r0 до объекта.
Пример расчета модуля спектра (5.12) при использовании простого окна Хэмминга (a = 0.54)
представлен на рис. 5.11 при следующих параметрах: частоты и амплитуды колебаний кожи за счет
дыхания и сердцебиения: Fb 1 |
2 0.23Гц, b 1см; Fh 2 |
2 1.1Гц, h 0.1мм; |
рабочая частота f0 0 2 =2.0 ГГц. Разрешающая способность спектрального анализа равна
0.01 Гц в соответствии с выбранным временем анализа T 100 с. Рис.5.11 вполне соответствует форме спектра фазовой модуляции сигнала (5.11). Расчеты показали также, что спектральный состав принимаемого сигнала при когерентном квадратурном приеме не зависит не только от среднего рас-
стояния до объекта, но и практически не зависит от разности фаз дыхания и сердцебиения h .
Рис. |
5.11. |
Модуль |
спектра |
сигнала |
радиолокатора |
с |
когерентным |
квадратурным приемником для частот дыхания и пульса 0.23Гц и 1.1Гц. |
|
|
347
Рис. 5.12. Временные реализации квадратурных компонент и аргумента при разных значениях даль-
ностной фазы 0 : a) 0 =0°; б) 0 45°; в) 0 =90°.
На рис. 5.12. представлены квадратурные компоненты сигнала (4.11) Uc t Re U t ,
Us t Im U t при отражении от человека, находящегося на различных дальностях при тех же
параметрах, что и ранее, а также при трех значениях дальностной фазы 0 0°, 45°, 90°. Видно, что
вторая гармоника дыхания, присутствующая в косинусной компоненте при дальностной фазе
0 0°, постепенно исчезает из этой компоненты при увеличении фазы до значения 0 90° и
переходит в синусную компоненту, а комплексный сигнал в целом сохраняет свой спектральный со-
став, показанный на рис. 5.11. На тех же графиках сплошной линией приведено изменение аргумента
t arg U t 0 комплексного сигнала (5.11) за вычетом постоянной дальностной фазы
0 , переменная составляющая которого не зависит от 0 и полностью соответствует модели
t 2k r t с учетом равенства (4.9).
Таким образом, для неискаженной демодуляции сигнала (5.11) и выделения реализации ды-
хания и сердцебиения в РЛС с МС необходима когерентная квадратурная обработка принимаемого сигнала и определение отсчетов его фазы. При больших отношениях сигнал/шум такая операция воз-
можна при обработке квадратур в цифровой форме с использованием вычисления отсчетов фазы как аргумента комплексной амплитуды (5.11). При наличии шумов данная задача решается на основе фа-
зовых демодуляторов с системой фазовой автоподстройки частоты (ФАП) при оптимальном выборе частотной характеристики кольца ФАП [100].
Амплитудный приемник. Анализ такого, более простого варианта обработки принимаемого сигнала обусловлен применением амплитудного детектирования в РЛС типа «Раскан» [20], которые помимо обнаружения подповерхностных объектов использовались в опытах по радиолокации живых объектов [67]. Пусть характеристика детектора аппроксимирована квадратичной зависимостью и имеется проникающий сигнал передатчика. Тогда напряжение на выходе детектора может быть с
учетом (5.5), равенства 0 0 и малости 1 представлено в виде:
ud t u t 2 q02U02 1 U t 2 q02U02 1 2 Re U t ,
|
|
|
|
|
|
|
|
348 |
|
|
|
2 2 |
, как и ранее цен- |
||||
|
Спектр Фурье GHd определялся для процесса ud 0 |
t ud t / q0U0 |
||||||
трированного и взвешенного по Хэммингу: |
|
|
||||||
GHd GH GH . |
|
(4.15) |
||||||
|
|
|
|
|
||||
|
Для вычислений использовались формулы (5.12)-(5.14). При этом из (5.15) и (5.12) вытекает |
|||||||
зависимость модуля спектра |
|
|
|
от дальностной фазы |
0 или от средней дальности r0 до |
|||
|
|
|||||||
|
GHd |
|
объекта. Это свойство амплитудной обработки может затруднить получение реализации дыхания и сердцебиения в отличие от когерентной квадратурной обработки, при которой данное явление ис-
ключено. Расчет модулей спектров с учетом формулы (5.15) при разных дальностных фазах 0 рав-
ных 0 , 60 , 90 показал, что при 0 0° полезные компоненты с частотами 0.23 Гц и 1.1 Гц про-
падают из спектра полезного сигнала, в котором имеются только некоторые комбинационные компо-
ненты. При 0 90° появляются полезные компоненты спектра и комбинационные компоненты,
которые отсутствовали при 0 0°. При промежуточных значениях 0 , например, при 0 45°
присутствуют и полезные и комбинационные компоненты спектра в полном составе. В этом случае спектр почти совпадает со спектром сигнала на выходе когерентного квадратурного приемника,
представленным на рис. 5.11.
Временная реализация на выходе амплитудного приемного устройства совпадает с одной из квадратурных компонент сигнала на выходе квадратурного приемного устройства, показанных на
рис. 5.12, и она при некоторых значениях 0 может не содержать первых гармоник дыхания и серд-
цебиения, как это и следовало из результатов расчета модулей спектров на выходе амплитудного де-
тектора.
5.2.3. Радиолокация живых объектов на основе ВИС
СШП ВИС благодаря своей высокой разрешающей способности по задержке также могут применяться в радиолокаторах малой дальности для выделения малых перемещений человека и сиг-
налов дыхания и сердцебиения. При этом видеоимпульсные (ВИ) РЛС3 имеют малую среднюю мощ-
3 Как указано в разделе 4.1.2, видеоимпульсными называются СШП РЛС, в которых передатчик формирует короткие видеоимпульсы, то есть импульсы без высокочастотного заполнения. Эти им-
349
ность излучения и обладают возможностью обнаружения людей за радиопрозрачными препятствия-
ми только на небольших дальностях. Как и в при МС, важной задачей для РЛС с ВИС является ис-
следование методов демодуляции полезных биометрических сигналов и анализа их спектрально-
временного состава при разных дальностях до объекта.
В качестве моделей излучаемых и опорных ВИС, используемых в системе обработки ВИ РЛС, рассмотрим следующие три модели, принятые из соображений простоты математического опи-
сания:
s |
0 |
(t) exp |
0 |
t 2 cos |
t , s (t) exp t 2 |
sin t , |
|||
|
|
0 |
1 |
|
|
1 |
1 |
||
s |
|
(t) exp t2 cos t exp 2 |
4 |
2 |
|
(5.16) |
|||
2 |
2 |
2 |
2 |
|
|
|
|||
|
|
Необходимо отметить, |
что по условиям излучения ВИС их средние значения по времени |
должны быть равны нулю. Данному условию удовлетворяют сигналы s1(t), s2 (t) и не удовлетво-
ряет сигнал s0 (t) . Для частного случая параметров сигналов:
|
|
|
|
|
f 2 , |
f f |
|
f |
|
, |
|
|
|
2 |
fb fa |
, |
(5.17) |
0 |
2 |
b |
a |
0 |
2 |
|
|||||||||||
|
1 |
|
|
|
|
|
1 |
2 |
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
где |
fa и |
fb - условные верхняя и нижняя границы спектра импульса, формы импульсов показаны |
|||||||||||||||
на рис. 5.13 при |
fa =0.2ГГц и |
fb =1.8ГГц. Время по оси абсцисс отложено в секундах. Для сопостав- |
ления на том же графике показан гармонический сигнал с частотой, равной средней частоте спектра видеоимпульса. Обычно зондирующие и опорные импульсы повторяются с некоторым, возможно случайным, периодом и достаточно высокой средней частотой повторения, достигающей единиц ме-
гагерц.
пульсы производят ударное возбуждение передающей антенны, которая излучает электромагнитное поле, имеющее форму радиоимпульса. Высокочастотное заполнение этого радиоимпульса определя-
ется параметрами антенны.
350
Рис.5.13. Модели видеоимпульсных ЗС в сравнении с монохроматическим ЗС.
Специфическая форма импульсов вида s1(t) напоминает характеристику временного дис-
криминатора [100]. Импульс такого вида может использоваться в качестве опорного, или стробиру-
ющего импульса в тех приложениях видеоимпульсных систем, которые требуют точного измерения временного положения отраженных от цели импульсов, или демодуляции присущей им биометриче-
ской времяимпульсной модуляции. Импульсы вида s0 (t) также могут играть роль опорных стробов
в системе селекции по дальности. Импульсы вида s2 (t) , как и импульсы вида s1(t), могут исполь-
зоваться в качестве моделей излучаемых импульсов.
Рассмотрим два варианта обработки принимаемых ВИС – взаимокорреляционную обработку
(ВКО) и как частный случай - стробоскопическое преобразование. При ВКО происходит перемноже-
ние принимаемого si и опорного s j сигналов и их накопление в интеграторе, а средний выходной
эффект коррелятора математически можно представить в виде корреляционного интеграла:
Qij R , M |
|
|
si (t R )s j (t M )dt , |
(5.18) |
где R и M соответственно задержки принимаемого и опорного сигналов.
При стробоскопическом преобразовании выходной эффект получается из (5.18) при опорном
сигнале в виде дельта-функции s j t t :