Distantsionny_kontrol_psikhofiziologicheskogo_sostoyania_s_pomoschyu_sverkhshirokopolosnoy_RLS

411

Рис. 5.54. Sкоррc c ( q ), = 0, с = /2.

Рис. 5.55. Sкоррs c ( q ), = 0, с = /2

Рис. 5.56. Спектр сигнала рис. 5.51.

412

Рис.5.57. Спектр сигнала рис. 5.52

Рис. 5.58. Sкоррc c ( q ), = 0, с = 3 /4.

Рис. 5.59. Sкоррs c ( q ), = 0, с = 3 /4

Рис. 5.60. Спектр сигналов рис. 5.58 и 5.59.

Из рис. 5.47 - 5.60 можно сделать следующие основные выводы.

1. Амплитуда, форма и, следовательно, спектральный состав квадратурных компонент сигна-

лов сильно зависят от случайной начальной фазы с. Напомним, что в с включены фаза отражения и

фазовый сдвиг, вызванный случайной ошибкой установки строба (опорного сигнала коррелятора) на дальность, соответствующую среднему положению при колебаниях поверхности тела. Поскольку ве-

личина с случайна и равномерно распределена в интервале ( , ), то при каждом сеансе радиолока-

ционного наблюдения длительностью T фаза с может принимать любое значение. Это недостаток

413

обеих квадратурных компонент сигналов. В то же время, как следует из (5.47), модуль комплексного сигнала не зависит от с. Таким образом, исключить зависимость сигнала от с можно путем форми-

рования и совместной обработки обеих квадратур сигнала (что и предусматривается оптимальным алгоритмом обнаружения сигнала со случайной начальной фазой). Случайная начальная фаза колеба-

ния поверхности тела , как видно из (5.47) (5.49), приводит только к сдвигу сигнала по оси време-

ни без изменения его формы.

2. Форма сигнала не совпадает с формой колебания поверхности тела. При принятом в (5.45)

гармоническом колебании поверхности тела спектр полезного сигнала содержит несколько гармоник.

При частоте колебания поверхности тела F = 0.25 Гц спектр полезного сигнала простирается до 1 Гц.

Можно показать, что отличие формы полезного сигнала от гармонической и, соответственно, расши-

рение спектра возрастают при увеличении отношения амплитуды колебаний поверхности тела R к

длине волны 0.

3. Квадратурные компоненты полезного сигнала содержат постоянные составляющие (за ис-

ключением некоторых частных случаев). Поскольку их нельзя отделить от постоянных составляю-

щих, вызванных эхосигналами от мешающих неподвижных отражателей, их приходится исключать

(отфильтровывать) наряду с пассивными помехами. Следовательно, из-за частичного перекрытия спектров полезных сигналов и пассивных помех, режекция помех приведет к некоторым энергетиче-

ским потерям сигналов.

Оптимизация обработки после когерентного накопления

В соответствии с общим алгоритмом обнаружения следующая операция после когерентного накопления на М интервалах (длительностью t каждый) заключается в когерентном подавлении пас-

сивных помех в полученных отсчетах суммы собственных шумов, пассивных помех и (возможно)

cos 0 [ t ( q 0.5 ) t kTп 0 )] dt;

(5.50)

415

Рис 5.63. Спектр сигнала на рис. 5.61(после вычитания постоянной составляющей).

Рис. 5.64. Спектр сигнала на рис. 5.62 (после вычитания постоянной составляющей).

Сравнение рис. 5.61 с рис 5.47 и рис. 5.63 с рис. 5.59 показывает, что исчезла постоянная со-

ставляющая (нулевая частота спектра), но сохранилась переменная составляющая с удвоенной часто-

той колебания поверхности тела (0.5 Гц), а также небольшая вторая гармоника этой частоты. Но так как амплитуда переменной составляющей на рис. 5.47 более чем в 2 раза меньше максимально воз-

можной (единицы), то исключение постоянной составляющей привело к значительной потере энер-

гии косинусной квадратурной компоненты.

Наоборот, в синусной компоненте на рис. 5.48 нет постоянной составляющей (см. также рис.

5.50). Поэтому ее исключение в результате операции (5.52) не изменило ни сам сигнал (рис.5.62), ни его спектр (рис. 5.64).

После исключения постоянной составляющей (режекции пассивных помех) необходимо вы-

числить модуль для каждой пары значений квадратур zqc и zqs , q = 1,…, M, а затем выполнить неко-

герентное накопление (суммирование) всех М модулей. Как следует из общей теории радиолокации,

416

при некогерентном накоплении и сильных сигналах следует вычислять модуль, а при слабых квад-

рат модуля, хотя различия в эффективности обнаружения при этом незначительны [103]. Учитывая большое ослабление сигналов при их распространении через завалы строительных конструкций, сле-

дует ожидать, что, в основном, придется иметь дело со слабыми сигналами (малыми значениями от-

ношения сигнал/шум). Поэтому вычисляем квадрат модуля

(5.53)

Наконец, получаем выходную статистику, подлежащую сравнению с порогом для решения за-

дачи обнаружения:

M

L = Uq .

q 1

(5.54)

На этом синтез алгоритма обнаружения, в принципе, закончен, т.е. определена структура обна-

ружителя (см. рис. 5.65).

Опорн. сигнал

Опорн. сигнал

cos

Рис. 5.65. Структура обнаружителя.

Однако осталась не определенной длительность каждого интервала когерентного накопления

t, а, следовательно, число когерентно накапливаемых импульсов n и число некогерентно накаплива-

емых отсчетов М. При частоте повторения Fп зондирующих импульсов n = Fп t, а М = Т/ t. В рас-

смотренных примерах принималось t = 0.1 с. Тогда М =200 и, например, при Fп = 15 МГц n

=1.5*106. Как будет показано далее, в некоторых случаях для удовлетворения требований электро-

420

(5.63)

Видно, что благодаря когерентному накоплению сигнала и некогерентному накоплению шумов на интервалах длительностью t, отношение сигнал/шум по мощности выросло в n раз в каждом q-ом отсчете.

Следующей операцией в соответствии с синтезированным в подразделе 5.3.4 алгоритмом явля-

ется исключение постоянной составляющей на всем интервале наблюдения Т (см. (5.52)). Поскольку у обеих квадратурных компонент шума на выходе коррелятора средние значения равны нулю, то в отсутствие сигнала шумовые отсчеты по-прежнему будут представлять собой гауссовские случайные

величины с нулевыми средними значениями. Однако дисперсии zqc и zqs (5.52) отличаются от (5.57) и

(5.58). Например, для косинусной компоненты

Аналогичный результат можно получить для синусной компоненты. Учитывая (5.57) и (5.58),

имеем

zqc 2 = zqs 2 = A02 и N0n 11 M 42 .

(5.64)