книги из ГПНТБ / Константинов П.А. Авиационная радиосвязь

На рис. 3.9 приведена другая схема частотной манипуляции. Здесь имеются два автогенератора — высокочастотный и низко­ частотный. Колебания обеих частот поступают на вход баланс­ ного модулятора (БМ), а на выходе с помощью фильтра Ф1

Рис. 3.9. Блок-схема передатчика с частотной ма­

Стабильность суммарной частоты в основном определяется ста­ бильностью высокой частоты /, поэтому высокочастотный гене­ ратор имеет кварцевую стабилизацию. Требования к стабильно­

тая.

В целях сужения спектра частот при большойскорости ма­ нипуляции иногда прибегают к скруглению фронтов импульсов (рис. 3.10). Это достигается с помощью специального фильтра1 Ф2, включаемого перед частотным модулятором. Округление

80

фронтов требует некоторого усложнения схемы, поэтому при ма­ лой скорости передачи обычно не применяется.

Схема, изображенная на рис. 3.9, обеспечивает работу в плавном диапазоне частот, что является ее достоинством. Это достигается перестройкой низкочастотного плавного генератора, перекрывающего интервал между частотами высокочастотного генератора с кварцевой стабилизацией. Недостатком схемы яв­ ляется трудность подавления побочных частот. Для наиболее эффективного подавления побочных частот частоту низкочастот­ ного плавного генератора следует выбирать высокой, однако при этом возрастает ее дестабилизирующее влияние на суммар­ ную частоту. При компромиссном выборе частоты низкочастот­ ного генератора в значительной мере удается удовлетворять

.обоим требованиям, т. е. обеспечить эффективное подавление по­ бочных частот при стабильности частоты, близкой к кварцевой.

V

Рис. 3.11. Блок-схема передатчика с частотной манипуля­ цией с применением АПЧ

Схема, приведенная на рис. 3.11, поясняет принцип частотной манипуляции при наличии системы автоматической подстройки частоты в передатчике. Модуляционный сигнал изменяет опор­ ную частоту, и в соответствии с этим система АПЧ изменяет час­ тоту стабилизируемого генератора. Наличие системы АПЧ усложняет схему передатчика, зато уровень побочных частот в такой схеме будет значительно ниже. Это объясняется тем, что побочные частоты не выходят за пределы системы АПЧ и не из­ лучаются антенной (гл. X, § 2 ),

Рис. 3.12. Блок-схема приемника для приема сигналов с частотной манипу­ ляцией

Принцип действия приемного устройства, предназначенного для приемасигналов с частотной манипуляцией, поясняется блок-схемой, изображенной на рис. 3.12. Из рисунка видно, что6

каскады, стоящие до ограничителя, принципиально ничем не отли­ чаются от аналогичных каскадов приемника, предназначенного для приема сигналов с амплитудной манипуляцией. Новыми эле-, ментами являются ограничитель и частотный детектор. Ограни­ читель поддерживает постоянным уровень сигнала, благодаря чему повышается устойчивость работы выходных устройств, осо­ бенно при наличии замираний.

В результате селективного замирания уровни напряжений на входе приемника при позитивной и негативной посылках, вообще говоря, будут различными, вследствие чего при отсутствии огра­ ничителя возникают переменные преобладания. При наличии ограничителя уровни напряжений, соответствующие обеим по­ сылкам, будут одинаковыми и указанных преобладаний не воз­ никает.

щ 2

Рис. 3.13. Встречное включение амплитудных детекторов

Частотный детектор образуется двумя фильтрами: Фь Ф2. Средние частоты фильтров ,Ф\ и Ф2 соответственно равны час­ тотам положительной и отрицательной посылок. На выходе фильтров включены амплитудные детекторы АД|, АД2. Выпрям­ ляемые ими напряжения включены навстречу друг другу. Поро­ говое устройство (ПУ), устанавливаемое после вычитающего устройства (ВУ), реагирует на разность этих напряжений. Оно регистрирует наличие сигнала в том канале, в котором напря­ жение будет большим. Такой частотный детектор принято на­ зывать фильтровым.

Представление о встречном включении амплитудных детек­ торов дает рис. 3.13.

Помимо фильтрового частотного детектора, в системах час­ тотного телеграфирования иногда применяется линейный час­ тотный детектор. Примером линейного частотного детектора мо­ жет служить резонансный дискриминатор, широко используе­ мый в системах АПЧ (гл. X, § 2). При использовании линейного частотного детектора полоса пропускания приемника, опреде­ ляемая усилителем промежуточной частоты, будет шире полосы пропускания каждого канала приемника при использовании фильтрового частотного детектора, определяемой разделитель­ ными фильтрами Ф1 и Ф2. Поэтому в линейном частотном де-

S2

системы с частотной манипуляцией важны изменения частоты, так как изменения амплитуды устраняются ограничителем.

Из рис. 3.14 видно, что при движении результирующего век­ тора влево по дуге абв фаза увеличивается, следовательно, при­ ращение частоты будет положительным. При движении резуль­ тирующего вектора вправо по дуге вга фаза уменьшается, по­ этому приращение частоты будет отрицательным. Скорость из­ менения фазы максимальная в точках б и г, поэтому в точке б

частота будет максимальна, в точке а — минимальна. В точках а и в скорость из­ менения фазы равна нулю, частота ре­ зультирующего колебания равна и>2.

Можно показать [3], что максимальное увеличение частоты равно

V + = 2 / д

1 + S

а максимальное уменьшение частоты равно

При значительных изменениях частота может выйти за пре­ делы полосы пропускания разделяющего фильтра, что приведет к пропаданию напряжения на выходе дискриминатора.

84

Если девиация частоты достаточно велика, тогда за время

(рис. 3.15,6). Это вызовет дробления в начале посылки. Иска­ жения сигнала в виде частых дроблений не очень опасны, ибо они сглаживаются фильтром дискриминатора (пунктир на рис. 3.15, б).

При малой девиации частоты за время запаздывания вектор U т\ относительно вектора Uт2 переместится на малую часть окружности. Если соотношение фаз колебаний позитивной и не­ гативной посылок таково, что конец результирующего вектора будет вблизи точек а или в, изменения частоты' будут малыми, сигнал не выйдет за пределы полосы пропускания фильтров, искажения не наступит. Если же конец результирующего векто­

в виде переменных временных преобладаний. Они ограничивают скорость передачи при ЧМ, так как для правильной регистрации

длительность импульса на коротких волнах должна быть не ме­ нее нескольких миллисекунд.

Искажения при многолучевом распространении коротких волн, проявляющиеся в виде переменных временных преоблада­ ний, будут меньше при большой девиации частоты. Но это не значит, что девиацию частоты нужно увеличивать безгранично. Искажения будут незначительными уже в том случае, если пе­ риод разностной частоты меньше времени запаздывания:

симости от дальности связи, условий распространения и часто­

но принято за среднее значение, с которым приходится считать­ ся в реальных условиях при выборе значения девиации частоты.

Из рассмотрения (3.31) и (3.32) следует, что при малой ско­ рости передачи значение девиации частоты, определяемое соот­ ношением (3.32), будет значительно больше того значения, ко­ торое определяется соотношением (3.31). Однако при большой скорости передачи значение девиации частоты будет опреде­ ляться соотношением (3.31).

85

Соотношением (3.32) следует пользоваться при значительных запаздываниях. При малом времени запаздывания, например при связи на небольшие расстояния, связанные с многолучевым распространением преобладания не будут выходить за пределы, допускаемые исправляющей способностью аппарата, поэтому явление многолучевого распространения можно не учитывать.

При выборе значения девиации частоты необходимо также принимать во внимание нестабильность частоты связи. Чем ни­ же стабильность частоты, тем шире приходится брать полосу пропускания селектирующего тракта. При этом девиация час­ тоты также должна быть увеличена. При фильтровом частот­ ном детекторе ее значение должно быть больше половины полосы пропускания разделительных фильтров. В случае низкой стабильности частоты необходимое значение девиации может оказаться больше величины, определяемой соотношения­ ми (3.31) и (3.32).

Ширина полосы частот, занимаемая сигналом при частотной манипуляции, зависит от формы импульсов, скорости передачи и от девиации частоты. Ранее указывалось, что прямоугольные модулирующие импульсы в цепях передатчиков подвергаются естественному скруглению даже без применения специальных скругляющих контуров. При частотной манипуляции возможно­ сти для скругления бйлыде, чем при амплитудной манипуляции. Это объясняется тем, что при частотной манипуляции не возни­

ляции с большим эффектом могут быть применены скругляющие контуры. Согласно рекомендации МККР [4], при частотной ма­ нипуляции необходимая полоса частот равна

Примерно такое же значение полосы получается при использо­ вании следующей формулы [5]:

Непосредственным расчетом легко убедиться, что в этом случае полоса будет шире примерно на 2 0 %.

Из соотношений (3.33) вадно, что при малой скорости пере­ дачи, когда Рб<^/д, необходимая полоса частот будет опреде­ ляться в основном вторыми слагаемыми в правой части. Так, если, как это обычно имеет место на практике, / д= (500-5-700) зц, при скоростях передачи V < 100 бод ошибка в определении

■86

полосы при отбрасывании первых слагаемых не будет превы­ шать 25%. Приближенно можно считать, что при малой,скоро­ сти передачи необходимая полоса частот равна

При повышении скорости передачи роль первых слагаемых воз­ растает и 1ИМ|и пренебрегать нельзя.

тот при частотной манипуляции шире, чем при амплитудной ма­

зависимости от формы сигнала в данной системе связи гранич­ ное значение может сильно измениться. Граничное значение скорости передачи, начиная с которого система с частотной ма­ нипуляцией дает выигрыш в полосе частот, может понизиться, например, в том случае, если при амплитудной манипуляции модулирующие импульсы искажены за счет нестационарных процессов в фильтре выпрямителя и их спектр может быть даже шире, чем у прямоугольных импульсов, а при частотной мани­ пуляции они являются скругленными.

87.

Указанное преимущество системы с частотной манипуляцией, проявляющееся при большой скорости передачи, является су­ щественным. Однако основное преимущество этой системы свя­ зи заключается в более высокой помехоустойчивости

Помехоустойчивость при частотной манипуляции

Помехоустойчивость прц.? частотной манипуляции зависит от схемы приемника и от вида сигнала. Предположим, что прием­ ник имеет фильтровый частотный детектор, т. е. построен по схеме, изображенной на рис. 3.12, а сигналы щ и и2

Как и ранее, будем считать, что на сигнал накладывается по­ меха в виде нормального шума. Помеха постоянно действует на оба канала, сигнал в зависимости от наличия позитивной или не­ гативной посылки действует либо на первый канал, либо на вто­ рой канал. В одном канале будет только помеха, в другом — смесь сигнала и помехи.

При линейном детектировании на выходе амплитудных де­ текторов АДь АД2 выделяются огибающие. Выпрямляемые Д е ­ текторами напряжения вычитаются. Пороговое устройство ре­ гистрирует одно из двух значений сигнала в зависимости от зна­

и приемник зарегистрирует первое значение сигнала и\. Вероят­ ность такой ошибки раина

P (u ju 2) = \ W (U )d U , oJ

где W (U) — плотность вероятности величины Н= — U2, т. е. разности мгновенных значений огибающих на выходе первого и

ч а стоты [6].

88

поэтому суммарная вероятность ошибки при равных априорных вероятностях позитивной и негативной посылок будет равна

р = Y [Р («1 /м2) + Р (и2/и,)] = Я (и ,/и 2),

то есть

Для получения аналитического выражения вероятности ошиб­ ки определим плотность вероятности W (U). В практических условиях значения огибающих Ui и Нг в первом и втором кана­ лах приемника можно считать независимыми, так как полосы пропускания разделительных фильтров не перекрываются. Сов­ местная плотность вероятности независимых величин Ui и U2 равна произведению их плотностей вероятностей

ИМ*/.) ^ 2 (Ut) —WX(U + U2) W 2(U2).

Это выражение справедливо при любом U2. Проинтегрировав его по всей области значений U2, получим плотность вероятно­ сти W ( U):

которая определяет плотность вероятности разности двух неза­ висимых величин: U\ и V2.

Подставляя значение плотности вероятности W (U) в выра­ жение для вероятности ошибки (3.38), получим

89