![](/user_photo/_userpic.png)
книги из ГПНТБ / Константинов П.А. Авиационная радиосвязь
.pdfИз сравнения выражений (4.49) и (4.48) видно, что если в реальной и идеальной системах связи порог взят оптимальный,
соответствующий |
точкам |
пересечения |
кривых |
распределений |
||||
W1 и W2 (см. гл. Ill, |
§ 1), |
тогда разница в величине суммарной |
||||||
вероятности ошибки |
будет |
определяться |
только различными |
|||||
значениями отношения сигнала к помехе. |
В реальной системе |
|||||||
связи отношение |
сигнала |
к |
помехе выражает |
Uт |
||||
величина. —— , |
||||||||
в идеальной — величина |
|
2 £о |
Зависимость между этими |
|||||
|
Na |
|||||||
|
|
/ ■ |
|
(4.31), |
справедливое и |
|||
величинами устанавливает соотношение |
в данном случае. Это означает, что и при случайной фазе сиг нала замена реального приемника с оптимдлкной полосой про пускания идеальным эквивалентна выигрышу по мощности в 1,22 раза при приеме одиночных импульсов.* При приеме не прерывной последовательности импульсов выигрыш по мощно сти будет примерно двукратным.
Сравним помехоустойчивость идеальных приемников при слу чайной и известной фазах сигналов, определяемую соответствен но формулами (4.48) и (4.25). Аналогично тому, как это дела лось при анализе помехоустойчивости реальных приемников, можно построить зависимости суммарной вероятности ошибки от отношения сигнала к помехе [см. формулы (3.19) и (3.16) и соответствующие им кривые 2 и 1 на рис. 3.3]. Из полного сходства выражений (4.48) - и (4.25) с выражениями (4.49) [эквивалентным (3.19)] и (3.16) следует, что при идеальном приеме помехоустойчивость также будет выражаться кривыми 2
и 1 на рис. 3.3, если по оси абсцисс вместо —— отложить от
ношение энергии сигнала и помехи |
Следовательно, |
сравнение кривых 2 и 1 на рис. 3.3 дает возможность опреде лить понижение помехоустойчивости за счет незнания фазы сиг нала и при идеальном приеме. При этом следует помнить, что
зависимость между величинами---- |
и |
устанавливается |
а
соотношением (4.31).
§ 3. ЧАСТОТНАЯ МАНИПУЛЯЦИЯ
Система связи с частотной манипуляцией является системой с активной паузой. В этом случае сигнал и (t) может быть запи сан в следующем виде:
и [t) ■= X и, (t) -J- (I — \) « 2 (t). |
(4.50) |
Если параметр Х=Х2 = I, излучается сигнал |
если Х=Х2= 0 , |
15 0
излучается сигнал u2[t). Сигналы Ui(t) и u2{t) отличаются частотой
щ (0 = Umcos (о»!t - у,);
(4.51)
« 2 it) = u mcos (ш2* — ср2).
Один из сигналов, например ui (t), соответствует позитивной посылке, тогда « 2 (t) соответствует негативной посылке.
Полностью известный сигнал
В этом случае можно положить <рх= ср2 = 0, тогда
ul {t)*=Umcos (Uj t;
(4.52)
u2(t) = Umcos со2t.
В соответствии с (4.8) идеальный приемник будет регистрировать сигнал Ui(/), если
|
|
|
LJ |
h |
l > |
|
|
|
|
|
£(Х2) |
|
|
||
На основании (4.7) |
и |
(4.52) |
это условие примет вид |
||||
|
|
|
i |
|
|
|
I |
|
- |
-7- |
f МО - «,(0]а<« |
— |
f МО - «, (01аЛ |
||
= |
е |
|
J |
|
|
N o |
J |
|
|
|
|
|
|
||
|
/ |
|
|
|
|
r |
|
— |
f •*(')[Ui(0 - “-.(Old' |
— |
Г [иДО -вД01* |
||||
N 0 |
J |
|
|
|
N 0 |
J |
|
= <? |
|
|
|
|
e |
0 |
> 1 . |
Ho
§ щ * У ) с и - Е п;
0
r
j m25(7) Л = E0t
0
есть энергии сигналов щ (() и и2 {t). При одинаковой амплиту де сигналов, как это предполагается в (4.52), можно считать
£01 = £02 = Е0. Тогда
— |
Г Х(‘ ) [«.(О - U|(01 dt |
|
|
L { \ ) _ / % |
J |
> 1 . |
(4.53) |
L ().2) |
|
||
|
|
|
Условие (4.53) эквивалентно следующему:
т
_2
у- Vh(t) — «2 (01 dt^O. (4.54)
N ,
151
Последнее условие дает возможность построить блок-схему ■идеального приемника (рис. 4.4). Приемник содержит дв,а гете родина, когерентных (синфазных) с сигналами щ (t) и «2 (t), два перемножающих устройства и два интегратора, где осущест
вляется интегрирование принятой реализации х (t) |
с весами |
Hi (/) или и2 (П в интервале времени наблюдения (О, |
Т). Про |
интегрированные эффекты обоих каналов вычитаются, и в зави
симости от |
знака полученной |
разности |
пороговое |
устройство |
регистрирует |
позитивную (при |
положительной разности) или |
||
негативную (при отрицательной |
разности) |
посылки. |
|
г
u,(thUmcosu,t |
aa[t)=Umcosoj/ |
Ногерент - |
Ногерент ■ |
ный ге |
ныи ге |
теродин |
теродин^ |
Рис. 4.4. Блок-схема идеального приемника при полностью извест ном сигнале с частотной манипуляцией
Каждый канал приемника, схема которого изображена на рис. 4.4, совпадает с приемником амплитудно-манипулирован- ных сигналов с известной фазой (рис. 4.1). Это означает, что первый канал эквивалентен согласованному фильтру для сиг нала Hi (t), второй — согласованному фильтру для сигнала
U.2 (О-
Определим вероятность ошибки в системе связи с частотной манипуляцией. Обозначим
т
v = |
f x { t ) [щ (t) - н2(0] eft. |
(4.55) |
W o |
оJ |
|
Очевидно, v есть случайная величина с нормальным распреде лением. Обозначим плотность вероятности этой величины W\(v),
если х (t) = п (t) -)- Hi (i), и W2 |
(о), если х (t) |
= n ( t ) + |
u2(t). |
|
Если передастся негативная посылка и2 |
(t), но |
величина |
V' > О |
|
и приемник регистрирует hi (t), |
имеет |
место |
ошибка первого |
|
рода. Вероятность такой ошибки равна |
|
|
|
|
со |
|
|
|
|
Р (ttj/Kjj) = J |
W 2 (v) dv. |
|
|
152
Если же передается позитивная посылка, но величина v < О и приемник регистрирует ш (t), имеет место ошибка второго рода,
вероятность которой равна
о
Р(u2luj) = ^ W x (v) dv.
—со
Всилу симметрии схемы приемника Р (ujuo) — Р (и2/«,), по этому суммарная вероятность ошибки равна одной 'из указан ных вероятностей, например
|
|
|
|
|
Р = Р ( их/и2). |
|
|
|
(4.56) |
||
Обозначим через /п и |
о |
среднее значение |
и |
дисперсию вели |
|||||||
чины и. |
Тогда |
|
Г W 0 (V) dv = |
|
|
|
оо |
(v—m)- |
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|||||
Р = |
Р («1/«2) = |
- |
1 |
|
\ е |
2аа |
d v . |
||||
|
|
||||||||||
|
|
|
оJ |
|
|
V |
2 т, |
а о |
|
|
|
Заменой--------- |
= |
t |
это выражение легко приводится |
к виду |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ТП |
|
Р = |
Л _JL |
|
|
р |
|
|
|
|
|
||
е |
2 dt=* |
е |
2 d t ------ |
|
|
dt. |
|||||
V Ы2 |
|
|
1 / 2 те |
|
|
V 2 те |
|
|
|||
Второе слагаемое в правой части |
есть 'интеграл вероятностей, |
||||||||||
поэтому |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Р =, 0,5 — Ф ^ |
. |
|
|
(4.57) |
|||
В результате вычисления |
величин |
|
m ц |
а |
получим |
формулу |
|||||
(4.63)'. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Для вычисления Р найдем числовые характеристики величины v. Ее сред
нее значение равно |
г |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
m = |
^ = |
f < |
|
— «а(0 ] dt= |
|
|
|
Nq J |
|
|
|
|
Т |
о |
|
|
|
|
|
|
|
|
==-7 - Г < гn(t) + м2 (0 1 > |
[«1 (t) — щЩ] dt = |
||||
|
т |
о |
|
|
т |
— |
Г < п (t ) > |
[% I/) — м9(^)] dt~\-— Г их(t) и0[t) dt — |
|||
Wo |
J |
’ |
|
" |
N oJ |
|
0 |
|
— — |
T |
u |
|
|
|
u02(t)Г |
dt. |
|
|
|
|
N0 ) |
- |
|
153
Первое слагаемое в правой части равно нулю. Интеграл второго слагаемого есть функция корреляции сш налов и\(1), и«(():
г
ku = j*их (t) и* (t ) d t ,
0
Интеграл третьего слагаемого есть энергия сигналов Е0. Поэтому
|
|
|
|
|
= |
/v0 |
|
(ku — E0). |
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
Заменяя |
ktl’=‘ E0Ru, где R„ •— коэффициент корреляции |
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
7 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Ru - - j \ Ul{t)nAt)dt> |
(4'58) |
||||||
получим: |
|
|
|
°0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
m = |
( v ) = - |
О Р |
|
- t f „ ) . |
(4.59) |
||
|
|
|
|
£ £ °(l |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
М> |
|
|
||
Для |
определения |
дисперсии v, |
равной |
|
|
||||||
|
|
|
|
|
0 2 — |
(Tl2) — |
( V |
) ' 2, |
(4.60) |
||
найдем |
первое |
слагаемое в |
правой |
части: |
|
|
|
||||
|
|
т |
т ' |
|
|
|
|
|
|
|
|
<«*>= ^ |
| | <|л(Л) + |
и2(^)] 1«(^) |
+ |
(*i)]x |
|||||||
|
|
0 о |
о |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
т г |
|
|
||
X К (t2) - u |
2(t2)\ dtxdt2 = ^ |
|
j'j’ ([/i(^)/z(/2)])[M i(^)-zi2(^)]X |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
0 |
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
T |
|
T |
|
|
x |
|
— u2(t2)\ |
dtl dt2 + |
|
|
|
u2(^i) i U t 2)[u1 (^) — M2(^l)] x |
||||
|
|
|
|
|
|
0 |
0 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
X [^i (^2) |
и2 (^2)] dti dt2. |
|
|||||
Производя |
вычисления и принимая |
во |
внимание обозначение |
(4.58), получим |
|||||||
|
|
(г,2) = |
± Ё ± (1 _ |
R ) + |
* 1 1 (1 _ Ruy. |
(4.61) |
|||||
|
|
|
|
N0 |
|
|
|
|
N * |
|
|
На основании (4.59), |
(4.60) |
и (4.61) дисперсия равна |
|
' (4-62)
Nu
154
Подставляя (4.62) и (4.59) |
в (4.57), будем иметь |
|
|
|
/ |
£ о (1 - Я „ ) |
|
Р - |
0,5 - Ф | |
(4.63) |
|
|
|
N „ |
|
Эта формула справедлива для любых систем связи с актив ной паузой с двумя значениями неслучайных сигналов. Здесь мы используем !0е для анализа помехоустойчивости системы свя- З'И с частотной манипуляцией.
При |
частотной |
манипуляции |
коэффициент корреляции на |
|||||||
основании |
(4.51), |
(4.58) равен |
|
|
|
|
|
|||
V |
|
Т |
|
|
|
Т |
|
|
|
|
R„ |
|
I Г |
|
|
(J |
2 |
|
|
|
|
|
и 1 (0 ^2 U) dt = |
- ™ \ COS U>! t cos co21 dt = |
|
|||||||
U |
2 |
sin (mt — cu2)7~ ^ sin (w, -f- ш2)T |
_ |
Um sin (U>1 — U)2) T |
||||||
_~_ni |
2 ((«i — iua) |
2 (ш; -f |
О),) |
|||||||
|
|
|
2 f 0(U,1 — wz) |
|
||||||
Если время наблюдения T равно длительности импульса |
т, |
тогда |
||||||||
|
|
|
/?ц = |
sin (fUj -- (02) Т |
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
( Ш1 — |
ш з ) т |
|
|
|
|
|
|
|
1 __д = |
t |
Sin (d), — ш2)т |
|
|
|||
|
|
|
|
|
(coj — <о,)т |
|
|
|
||
На рис. 4.5 изображена |
|
графическая зависимость, соответ |
||||||||
ствующая |
последнему равенству. Видно, что величина |
(1 |
— Ru) |
|||||||
имеет |
максимальное значение пои |
|
|
|
|
К2) * ~ 4,5 т. е. А - Л = — •
При меньшем сдвиге частот (/1—/о) |
|
|
|||||
значение |
коэффициента корреляции |
|
|
||||
возрастает, величина ( 1 — Ru) силь |
|
|
|||||
но уменьшается |
и |
вероятность |
|
|
|||
ошибки в соответствии с (4.63) |
|
|
|||||
увеличивается. |
При большем сдвиге |
Рис. 4.5. К |
определению. |
||||
величина |
(1 — /?„), |
а значит, и ве |
|||||
коэффициента |
корреляции |
||||||
роятность |
ошибки |
изменяется |
сигналов при частотной ма |
||||
незначительно. |
Следовательно, для |
нипуляции |
|||||
получения высокой |
помехоустойчи |
|
|
вости сдвиг частот необходимо брать большим, во всяком слу
чае должно выполняться условие |
(toj |
> 3, т. е. |
|
1 |
(4.64) |
|
2 т |
|
|
|
|
В реальных линиях связи условие |
(4.64) |
обычно всегда выпол- |
155
няется. В самом деле, в системе с частотной манипуляцией сдвиг частот выбирается больше ширины полосы частот разделяющих
фильтров Д/ф, причем‘‘Д/ф > — . Таким |
образом, в реальных |
|||
г |
|
1 |
|
|
линиях связи выполняется условие ,f\—/2> Д/ф > |
а, следо- |
|||
— , |
||||
вательно, и условие (4.64). |
Rn = 0, |
а вероятность |
||
•При этом коэффициент корреляции |
||||
ошибки на основании (4.63) равна |
|
|
|
|
|
|
|
(4.65) |
|
Эта формула и определяет суммарную |
вероятность |
ошибки в |
идеальной системе связи с частотной манипуляцией при доста точно. большом сдвиге частот:
Из сравнения (4.65) и (4.25) |
видно, что при полностью из |
||
вестных сигналах система связи |
с частотной |
манипуляцией |
|
по сравнению с системой связи |
с |
амплитудной |
манипуляцией |
обеспечивает двукратный выигрыш по мощности. |
|
Частотная манипуляция при случайной фазе сигнала
В линиях связи с частотной манипуляцией фаза высокочас тотных колебаний является, как правило, случайной. Это объ ясняется флуктуацией времени распространения сигнала от передатчика к приемнику. Можно считать фазы ©ц <?2 в выраже
нии (4.34) |
равномерно распределенными |
в интервале (0, 2 и). |
||||||
Для нахождения отношения правдоподобия (4.8) необходимо |
||||||||
произвести усреднение по фазе |
аналогично тому, как это дела |
|||||||
лось |
в § |
2, настоящей главы. |
При |
этом получим |
[см. фор |
|||
мулу |
(4.39)] |
|
т |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
L (>.,) = |
ke |
о |
|
|
/о (£/>); |
(4.66) |
|
|
|
|
г |
|
|
|
|
где |
|
L (Х2) = |
ke |
0 |
|
/„(£/,), |
(4.67) |
|
|
U , = V X * + |
У,2; |
U2= |
/ |
AV + У22; |
(4.68) |
||
|
|
|||||||
|
|
т |
|
|
|
|
т |
|
|
|
о т |
|
|
|
от |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(4.70) |
|
|
о |
|
|
|
и |
|
156
Подставляя (4.66) и (4.67) в (4.8), получим
м м |
/о т |
h |
(4.71) |
|
|
|
l Оч*)
Принимая во внимание монотонно-зозрастающий характер функ ции h(U), последнее условие можно заменить условием, ему эквивалентным:
Ux> и г. |
(4.72) |
При выполнении этого условия приемник регистрирует первое значение сигнала, т. е. позитивную посылку.
Рис. 4.6. Блок-схема идеального приемника при случайной фазе сигнала с частотной манипуляцией
Схема приемника при случайной фазе сигнала с частотной манипуляцией изображена на рис. 4.6. В приемнике имеются два гетеродина, вырабатывающие колебания частот и>! и ш2. Каж дая половина схемы эквивалентна схеме, изображенной на
157
рис. 4.3. На выходе схемы имеется устройство сравнения, кото рое сравнивает величины U\ и U->. Пороговое устройство в соот ветствии с условием (4.72) регистрирует то пли другое значе ние сигнала.
В данном случае, как и при амплитудной манипуляции, ве личины U|и Uоесть огибающие на выходе согласованных фильт ров для сигналов с фиксированной фазой. Поэтому каждая по ловина схемы эквивалентна согласованному фильтру для сиг нала позитивной или негативной посылок с фиксированной фа зой и детектору, выделяющему огибающую или ее любую мо нотонно возрастающую функцию.
Вероятность ошибки можно определить аналогично тому, как это было сделано при анализе реальной системы связи с час тотной манипуляцией. При этом получим следующую формулу для вероятности ошибки:
1 |
Е, |
|
|
2N„ |
(4.73) |
||
Р - — е |
|||
2 |
|
|
|
Эта формула аналогична формуле (3.44) |
и отличается от нее |
||
лишь показателем степени. |
|
|
Для определения выигрыша по мощности идеальной системы по сравнению с реальной необходимо сопоставить величины от
ношении и „ „ л |
Поскольку зависимость между указан |
■ V |
ЛГ. |
ными величинами определяется соотношением (4.31), замена реального приемника с оптимальной полосой пропускания идеальным в системе связи с частотной манипуляцией при прие ме сигнала со случайной фазой в виде одиночных импульсов эквивалентна выигрышу по мощности в 1,22 раза. При приеме
непрерывной последовательности |
импульсов выигрыш по мощ |
||
ности будет примерно двукратным. |
|
||
Кривая 4 на рис. 3.3, построенная по формуле (3.44), будет |
|||
соответствовать также и |
формуле |
(4.73), |
если по оси абсцисс |
и, |
|
Г 2 Еп |
|
вместо —- отложить величину •Л/ -----—. Следовательно, при из- |
|||
0 |
' |
Л/q |
кривая характеризует |
менении масштаба по |
оси абсцисс эта |
помехоустойчивость идеальной системы связи с частотной мани пуляцией при случайной фазе сигнала. Ранее указывалось [см. гл. IV, § 2], что помехоустойчивость идеальной системы связи с амплитудной манипуляцией при случайной фазе сигнала ха рактеризуется кривой 2 на рис. 3.3. Из сравнения кривых 4 и 2 видно, что система связи с частотной манипуляцией обладает более высокой помехоустойчивостью по сравнению с системой связи с амплитудной манипуляцией даже в том случае, если в последней порог выбран оптимальным.
1 5 8 -
В заключение сравним помехоустойчивость идеальных систем связи с частотной манипуляцией при случайной и известной фазах сигнала. С этой целью построим зависимости вероятности ошибки от отношения сигнала к помехе, соответствующие формулам (4.73) и (4.65). Такие зависимости приведены на рис. 4.7 Сравнение двух кривых на этом рисунке дает< возможность определить понижение помехоустойчивости за счет незнания фазы сигнала при идеальном приеме.
2 Е 0
Рис. 4.7. Вероятность ошибки при идеальном приеме в системе с частот ной манипуляцией:
/ — сигнал с известной фазой; 2 — сигнал со случайной фазой
§ 4. ФАЗОВАЯ МАНИПУЛЯЦИЯ
Система связи с фазовой манипуляцией, как и с частотной манипуляцией, относится к системам с активной паузой. Запись сигнала в виде (4.50) справедлива и в этом случае, причем
Щ (t) - Uт. COS <ot; и2(t) =3 — Uтcos Ы.
Для построения схемы идеального приемника используем условие (4.54), которое применительно к фазовой манипуляции
имеет вид
т
^ |
Г х (£) cos <s>t dt > 0. |
(4.74) |
N 0 оJ
Основными элементами приемника (рис. 4.8) являются коге рентный гетеродин, перемножающее устройство, интегратор и пороговое устройство, которое регистрирует первое значение сигнала, если условие (4.74) выполняется, и второе значение,
159