книги из ГПНТБ / Константинов П.А. Авиационная радиосвязь

жений удобно пояснить на примере сигнала, модулированного по амплитуде гармоническим колебанием

и (t) — Um{1 + т cos Qt) cos u>„1 =

Наибольшие искажения возникают при избирательном за­ мирании несущей частоты. Предположим, что в результате за­ мирания амплитуда колебания несущей частоты уменьшилась

Рис. 6.1. Искажения огибающем модули­ рованного сигнала при избирательном замирании несущей часготя:

1 — замирания отсутствуют; 2 — полное за­ мирание несущей; 3 — замирание несущей на 75 : 4 — замирание несущей на 25%

до нуля, а амплитуды колебаний боковых частот остались не­ изменными. Тогда выражение для сигнала будет иметь вид

Огибающая такого сигнала представлена на рис. 6.1 (кривая 2), откуда видно, что частота воспроизводимого сообщения будет удваиваться,' т. е. будут иметь место сильные искажения. Иска­ жения при частичном замирании несущей иллюстрируются кри­ выми 3 и 4 на рис. 6.1. В этом случае также возникают высшие, гармоники в принятом сообщении.

В реальных условиях помимо селективного замирания несу­ щей частоты имеет место также замирание боковых частот. Кроме того, под действием замираний будут непрерывно изме­ няться не только амплитуды, но и фазы различных составляю­ щих спектра. В итоге искажения получаются более сложными.

, Замирания сигнала имеют место и в диапазоне ультракорот­ ких волн. Здесь также в место приема сигналы приходят по не­

240

скольким путям. Кроме сигнала, приходящего по прямому пути, приходит сигнал, отраженный от земли. Из-за изменения показателя преломления по пуТ-и распространения одного или обоих сигналов будет изменяться реальная длина проходимого' ими пути, что приведет к изменению фаз различных сигналов, а следовательно, и к замираниям. В некоторых случаях ко входу приемника может приходить более двух сигналов за счет отр-а- ж)ения от местных (локальных) неоднородностей атмосферы. Эти неоднородности не являются постоянными, и появление й исчезновение дополнительных сигналов также сказывается на изменениях результирующего поля на входе приемника. Одна­ ко при малых расстояниях между ультракоротковолновыми ра­ диостанциями время относительного запаздывания сигналов будет небольшим', влияние замираний на качество связи будет незначительным. В диапазоне ультракоротких волн замирания начинают проявляться лишь при связи на большие расстояния.

Искажения под действием селективных замираний прояв­ ляются сильнее при сигналах с большим количеством боковых частот. Поэтому в широкополосной системе связи с частотной модуляцией такие искажения будут сказываться сильнее, чем в системе с амплитудной модуляцией. Экспериментальная про­ верка показала, что применение широкополосной частотной мо­ дуляции дЛя радиосвязи на коротких волнах нецелесообраз­ но [2].

При узкополосной частотной модуляции спектр сигнала мала отличается от спектра амплитудно-модулированного сигнала, и с точки зрения селективных замираний обе системы связи будут примерно одинаковыми. Приближенно систему связи с частот-, ной модуляцией можно считать узкополосной, если индекс мо­ дуляции р < 1. При модуляции сигнала широким спектром частот необходимо выполнить это условие для всех частот. Но если оно выполнено для минимальной частоты речи 300 гц,

мой связи с амплитудной модуляцией возрастает с увеличениеминдекса модуляции. При индексах модуляции р = 0,1 выигрыш в помехоустойчивости будет слишком малым и применение час­ тотной модуляции теряет смысл. Вообще, как правило, нецеле­ сообразно брать индекс модуляции меньше единицы, так как это приводит к понижению помехоустойчивости, а полоса частот все равно не может быть взята уже, чем ^/^не­

постоянный индекс модуляции, например р ■= 1, можно получить при фазовой модуляции. В такой системе связи девиа­ ция частот будет различной для различных модулирующих час­ тот. По сравнению с системой связи с амплитудной модуляцией выигрыш в помехоустойчивости в этом случае будет относительно

Puc. 6.2. Изменение спектров сигналов, модулированных по частоте или по фазе при изменении модулирующей частоты:

а — частотная модуляция; б — фазовая модуляция

2 4 2

небольшой, а аппаратура сложнее. Поэтому фазовая модуля­ ция на коротких волнах также обычно не применяется.

Следует отметить одну особенность в изменении спектров

•сигналов, модулированных по фазе или по частоте при измене­ нии частоты модуляции, поясняемую на рис. 6.2. Из выражения (6.7), справедливого и для частотной и для фазовой модуляции, видно, что при одинаковых модулирующих частотах и равных индексах модуляции нет никакого различия в спектрах. При уменьшении модулирующей частоты в системе с частотной мо­ дуляцией значениеиндекса модуляции увеличивается. Это при­ водит к увеличению количества составляющих боковых частот, превосходящих заданную интенсивность. Хотя расстояние меж­ ду смежными составляющими (равное частоте модуляции) уменьшается, полоса частот при этом останется приблизитель­ но постоянной.

При фазовой модуляции с уменьшением модулирующей час­ тоты полоса частот будет уменьшаться, так как расстояние между смежными составляющими уменьшается, а индекс моду­ ляции и, следовательно, количество составляющих боковых частот заданного уровня остаются неизменными.

Таким образом, в системе с частотной модуляцией для всех модулирующих частот полоса пропускания приемника лучше может быть согласована с полосой сигнала, чем в системе с фа­ зовой модуляцией.

В настоящее время частотная модуляция находит широкое применение в различных устройствах связи ультракоротковол­ нового диапазона как в радиовещании, так и в радиостанциях служебной связи. В радиовещании применяется широкополос­ ная частотная модуляция, в радиостанциях служебной связи— относительно узкополосная частотная модуляция с индексом модуляции порядка нескольких единиц. В авиационных связных коротковолновых и ультракоротковолновых радиостанциях час­ тотная модуляция не применяется. Однако она широко приме­ няется в многоканальных радиостанциях, используемых в ВВС.

Частотная и фазовая модуляции применяются также в раз­ личных устройствах, обеспечивающих связь , с космическими объектами, а также в радиотелеметрии.

§ 2. ОДНОПОЛОСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ

Возможность использования однополосной модуляции для целей радиосвязи установлена давно. Однако долгое время этот вид модуляции не применялся на практике в основном изза низкой стабильности частоты передающих и приемных устройств. Первое применение однополосная модуляция, нашла в высокочастотных телефонных линиях связи по проводам и за­ тем в стационарных устройствах радиосвязи. Вопрос о примене­ нии однополосной модуляции в передвижных войсковых радно-

станциях стал реальным лишь в последние годы, когда были до­ стигнуты серьезные успехи в радиотехнической промышленности и в первую очередь в технике стабилизации частоты. Существен­ ные достоинства этого вида модуляции объясняют все более широкое внедрение техники однополосной связи в авиационных радиосвязных устройствах.

Чтобы уяснить специфику однополосной модуляции, устано­ вим различие менаду однополосным и двухполосным сигналами. Для этого представим AM колебание следующим образом:

u ( t ) — [ U m + F ( t ) ] cosuj0 t = U n 14- F(t) COS CU0 t .

U m

Модулирующее сообщение F(t) может быть представлено в ви­ де (5.8). Тогда

Раскрывая скобки, получим:

При обычной амплитудной модуляции, как известно, сигнал представляет собой колебание неизменной частоты. Результи­ рующий вектор, отображающий двухполосный сигнал, совпадает по направлению с вектором колебания несущей частоты. Мо­ дуль этого вектора колебания изменяется во времени в соответ­ ствии с сообщением F(t) (рис. 6.3,с, 6.3,6). Среднее значение амплитуд остается неизменным, равным амплитуде несущей час­ тоты.

Если подавить колебание несущей частоты (например, с по­ мощью балансного модулятора), получим двухполосный сигнал без несущей частоты. Соответствующий такому сигналу резуль­ тирующий вектор будет равен сумме векторов, отображающих колебания полос боковых частот. Из рис. 6.3,6 видно, что этот вектор либо совпадает по направлению с вектором колебания несущей частоты, либо противоположен ему. Это означает, что частота колебания будет неизменной, а фаза будет изменяться на 180° при переходе через нуль результирующего вектора. Это. означает также, что форма огибающей такого сигнала будет от­ личаться от исходного сообщения.

Рисунок 6.3,а соответствует однополосному сигналу. В этом случае результирующий вектор колебания, отображающий ко­ лебание одной из полос боковых частот, изменяется и по абсо­ лютной величине и по направлению. Следовательно, однополос­

244

ный сигнал представляет колебание, модулированное как по амплитуде, так и по,частоте: Изменения амплитуды определя­ ются изменением модуля вектора боковой частоты в соответ­ ствии с громкостью речи и характером звука.. В отличие от ам-

Рис. 6.3. Сигналы и спектры при двухполосной ч о шополоснон модуляции:

а — исходное сообщение: б — двухголосная амплитудная модуляция; в — двухполосная модуляция с подавленной несущей; г — однополос­ ная модуляция

плитудной модуляции в данном случае среднее значение ампли­ туды изменяется от нуля, соответствующего паузам, до некото­ рого максимального значения. Изменение фазы однополосного сигнала во времени равно мгновенной частоте исходного сооб-

щения ш(t) = — . dt

Таким образом, однополосный сигнал, выражаемый одним из двух последних слагаемых в правой части (6.13), может быть представлен в следующем виде:

Множитель UF (/) несет амплитудную информацию, содержа­ щуюся в модулирующем сообщений, множитель cos Ф (t) — час­ тотную информацию. При этом изменение амплитуды находится в определенных фазовых соотношениях с изменением частоты (фазы).

Обычно несущая частота много больше частоты, содержащей­ ся в сообщении

шо > df(t) dt

поэтому отклонение частоты по сравнению с несущей частотой, будет незначительным, ширина спектра будет много уже окта­ вы. Изменения амплитуды UpH) по сравнению с изменениями множителя cos Ф (t) будут медленными. Следовательно, одно­ полосный сигнал является почти гармоническим процеесом с медленно меняющейся амплитудой.

Методы формирования однополосного сигнала рассматри­ ваются в курсе радиопередающих устройств [3]. Напомним, что' основными методами являются фильтровый метод (метод мно­ гократной балансной модуляции) и фазокомпенсационный ме­ тод (метод многофазной модуляции).

При первом методе сначала осуществляется амплитудная мо­ дуляция колебаний несущей частоты, а однополосный сигнал выделяется при помощи узкополосных фильтров (рис. 6.4). При построении схемы однополосной модуляции необходимо обес­ печить эффективное подавление несущей частоты, нерабочей

Рис. 6.4. Блок-схема передатчика при фильтровом методе получения однополосной модуляции

боковой полосы частот и других побочных частот. Нормы подав­ ления определяются необходимостью устранения помех другим: радиостанциям. В каждом конкретном случае степень подавле­ ния должна определяться в зависимости от расстояний между рабочими и другими радиостанциями, от характеристик избира­ тельности радиоприемных устройств, от их чувствительности, рг мощности радиопередающих устройств. Все эти факторы труд­ но учесть для различных условий эксплуатации, поэтому зада­ ются довольно жесткими требованиями к подавлению подоб­ ных частот, ориентируясь на наиболее тяж1елые условия работы. Обычно требуется обеспечить подавление несущей частоты и нерабочей боковой полосы частот не менее 60 дб, а для под­

246

вижных систем с большим числом радиостанций, действующих на ограниченном участке диапазона, подавление желательно уве­ личить.

Для подавления побочных частот применяются либо много­ звенные LC-фильтры, либо кварцевые, либо электромеханиче­ ские фильтры. Для большего подавления несущей частоты при­ меняются балансные модуляторы, на выходе которых колеба­ ния несущей частоты отсутствуют. Эффективность подавления тем больше, чем меньше отличаются подводимые к модулято­ рам сравниваемые частоты. С целью увеличения подавления осуществляется многократное преобразование частот, так, чтобы подводимые к балансным модуляторам частоты отличались не более чем в 10—20 раз.

Рис. 6.5. Трехфазная схема формирования однополосного сигнала

Формирование однополосного сигнала фазокомпенсационным 'методом поясняется на рис. 6.5. Устройство формирования состоит из высокочастотного фш и низкочастотного фа фазовра­ щателей и трех модулируемых каскадов AMi, АМ2, АМ3, рабо­ тающих на общую нагрузку (контур LC). Фазы, напряжений высокой и низкой частот сдвигаются на 120 и 240°. При этом колебание на общей нагрузке будет представляться следующим выражением:

247

Из этого выражения видно, что колебания несущей и верхней боковой частот оказываются сдвинутыми на 120° и в результа­ те подавляются. В данном случае на общей нагрузке будут вы­ деляться колебания нижней боковой частоты, то есть

и (t) — mUn cos («о0 - О) t

9

Очевидно, что при другом знаке-сдвига фазы могут быть выде­ лены колебания верхней боковой частоты.

Схема формирования однополосного сигнала, изображенная на рис. 6.5, является трехфазной. Аналогичным образом могут быть построены четырехфазные и вообще «-фазные схемы. При увеличении числа фаз схема усложняется, поэтому наибольший практический интерес представляют трехфазная и четырех­ фазная схемы.

Двухфазная схема позволяет подавить несущую частоту, но обе боковые частоты при этом сохраняются. Если же в двух­ фазной схеме взять сдвиг фаз равным 90°, тогда будет подав­

ного сигнала, состоит в необходимости обеспечения постоян­ ных фазовых сдвигов для всех низких частот. Это означает, что низкочастотный фазовращатель должен быть широкополосным. Принципы построения таких фазовращателей в настоящее время разработаны достаточно хорошо [5], [6].

Высокочастотный фазовращатель в зависимости от диапа­ зона радиостанции может быть сконструирован либо для рабо­ ты на фиксированной частоте, лпбо как диапазонный. Если мак­

248

■фазовращатель, обеспечивающий высокую точность фазового сдвига (отклонение фазового сдвига 4 'о — 20') во всем диапа­ зоне частот. Для повышения точности фазового сдвига диапа­ зон передатчика можно разбить на несколько поддиапазонов -с использованием отдельного высокочастотного фазовращателя в каждом поддиапазоне.

Рис. 6.6. Блок-схема диапазонного передатчика с формированием однополосного сигнала на фик­ сированной частоте

На более высоких частотах из-за влияния паразитных пара­ метров схемы трудно обеспечить устойчивый сдвиг, а следова­ тельно, и формирование однополосного сигнала непосредствен­ но на рабочей частоте. Поэтому при / мзкг = 25 -г- 30 Мгц одно­ полосный сигнал формируется на сравнительно низкой частоте, а изменение рабочей частоты на выходе передатчика в задан­ ном диапазоне обеспечивается за счет дополнительного преоб­ разования.

Блок-схема такого передатчика изображена на рис. 6.6. На вход модулятора М поступают низкочастотное модулирующее напряжение и напряжение высокой частоты. Низкочастотный и высокочастотный фазовращатели обеспечивают соответствующий 'сдвиг фаз (например, на 0, 120 и 240° при трехфазной модуля­ ции).

Однополосный сигнал формируется на частоте «>,. колеба­ ния которой вырабатываются специальным генератором Г\. На выходе модулятора М выделяется, например, верхняя полоса боковых частот.

Колебания частоты <»i вместе с колебаниями частоты со,,, со­ здаваемыми диапазонным генератором Г, поступают на вход преобразователя Пi, на выходе которого выделяется колебание разностной частоты ш, = о>0— ю,. Частота колебаний на выходе

получаем однополосный сигнал, сформированный на несущей частоте. ш0, значение которой изменяется, в заданном диапазоне.

249