нестабильности поднесущей частоты ДА и спектре передаваемого сигнала, состоящем из составляющих F, 2F и 3F, спектр принято го сигнала будет A-fA/7; 2F + Л/7; 3АфЛА.
Таким образом, нестабильность подпесущих частот приводит к нарушению гармонического соотношения между составляющими спектра (например, напряжение частоты 2F + *>F не будет второй гармоникой напряжения частоты F+ А/1). Кроме этого, нестабиль ность поднесущей частоты, если полосу пропускания фильтров считать постоянной, приведет к срезанию фильтром крайних со ставляющих спектра сигнала и к неиспользованию части полосы пропускания. При близком расположении спектров различных ка налов такое смещение может привести к наложению спектров со седних каналов. В связи с этим к стабильности поднесущих частот предъявляются жесткие требования. По рекомендациям МККТТ уход частоты генераторов поднесущих колебании, используемых в системах многоканального телеграфирования, не должен превы шать ±2 гц.
Вследствие того, что на разборчивость речи уход частоты, гене ратора до 100 гц влияет мало, требования к стабильности частот генераторов подпесущих колебаний в системах многоканального телефонирования могли бы быть снижены. Но так как телефонные каналы широко используются для передачи телеграфных и телекодовых сигналов, то требование к стабильности частоты порядка ДАЛon = ± 1-S-2 гц предъявляется и к генераторам поднесущих колебаний аппаратуры высокочастотного телефонирования. При этом допустимый относительный уход частоты поднесущего коле
бания, |
например, при /о=120 кгц (аппаратура уплотнения |
К-12 и |
А'-24) |
АР |
|
составит —~=(0,8 -ь1,7) • 1СН5. |
|
|
/о |
|
Такая высокая относительная стабильность частоты |
может |
быть |
достигнута лишь путем кварцевой стабилизации частоты |
(при |
низких частотах применением камертонных генераторов). |
В многоканальных системах для получения нескольких поднесу щих частот обычно используют гармоники основной частоты одно го кварцевого генератора
Т р е б о в а н и я к ф и л ь т р а м
Отклонения формы частотной характеристики реальных поло совых фильтров от прямоугольной приводят к взаимным помехам соседних каналов. Для уменьшения этих помех необходимо увели чить разнос поднесущих частот соседних каналов или улучшать добротность применяемых фильтров, что приводит к удорожанию аппаратуры. При выборе фильтра необходимо исходить из пра вильного определения требований к затуханию в полосе прозрач ности и вне ее. Согласно существующим нормам (ВТУ-42-57), за тухание фильтров вне полосы прозрачности должно быть равно 7,55 непер [21. Затухание фильтров в полосе прозрачности допус-
Кается равным 0,3 непера, В диапазоне частот ниже 50 кгц могут быть реализованы высококачественные полосовые фильтры на LC. В диапазоне частот порядка 50—120 кгц применяются кварцевые фильтры, обеспечивающие высокую крутизну скатов частотной ха рактеристики.
Т р е б о в а н и я к п р е о б р а з о в а т е л я м ч а с т о т ы ( м о д у л я т о р а м )
Основными требованиями, предъявляемыми к преобразовате лям частоты многоканальных систем с частотным разделением, являются подавление колебаний несущей частоты в выходном на пряжении модулятора и обеспечение минимального числа состав ляющих побочных (комбинационных) частот. Возникновение по бочных составляющих нежелательно как с точки зрения уменьше ния взаимных помех, лак и из энергетических соображений, ибо на их образование расходуется часть энергии полезного сигнала. Эффективным средством подавления колебаний несущей частоты и уменьшения числа побочных, составляющих является примене ние балансных и двойных балансных (кольцевых) схем модулято ров. Схема однотактного модулятора и спектр колебаний на его выходе представлены па рис. 6.52,а и 6.53,а. Балансный модулятор
£ 4
\U ,Sinet
©
и f i n OJt
о)
Рис. 6.52
(рис. 652,6) представляет собой сочетание двух однотактных пре образователей частоты. Модулирующим напряжением оба плеча питаются в противофазе, а напряжением несущей частоты — в фа зе (либо наоборот).
Для нормальной работы схемы необходимо строгое балансиро вание обоих плеч. При этом магнитные потоки, создаваемые тока ми несущей частоты, протекающими в противоположных направле ниях в плечах 1—2 и 2—3 первичной обмотки трансформатора, полностью скомпенсируют друг друга.
Характеристика диода с достаточной степенью точности может быть представлена полиномом второй степени
|
|
г = / 0+ а к + р и 2. |
(6.13) |
|
|
о* |
С4 |
|
и/ |
э 4 ^ |
|
сх |
..J__ L — — и) |
|
о< |
1 |
|
-Г» |
|
S' |
|
----—iJ |
|
и\ |
|
|
|
t |
|
6} |
|
____ U1 |
Рис. 6.53
Подставив в это выражение значение напряжения, действующего в первом плече
n1=MSin(o/+M 'sin2£
и напряжения, действующего во втором плече,
«2=nsin«>/ + H-'sinCtf,
и учитывая, что токи диодов Д, и Д., (г, .и i2) направлены в про тивоположные стороны, получим выражение выходного напря жения
£/„ых1= /lsin2/4-fl[cos((.i—(2)/-cos(o) + 12)/]=K'i, - i2),
где
А—2т'\ В = 2^ии'.
Если характеристику диодов представить с большей точностью, т. е. в полиноме учесть члены со степенью, большей Двух, то мож но будет показать, что спектр выходного напряжения балансного модулятора содержит только нечетные гармоники модулирующей частоты и комбинационные составляющие типа тш±к(2 при нечет* ных значениях к (рис. 6.53,6). Для подавления составляющих мо дулирующей частоты и ее гармоник применяют схему кольцевого модулятора (рис- 6.54). Кольцевой модулятор представляет собой соединение двух балансных модуляторов, питание которых сдви
нуто по |
фазе |
на 180°; один модулятор соответствует отсутствию |
на схеме |
(рис. |
6.54) диодов Д 3 и Д 4, другой — отсутствию диодов |
Д\ и Д 2. Такой сдвиг по фазе несущей частоты достигается обрат- «ным включением диодов двух балансных модуляторов. Сдвиг по фазе модулирующей частоты достигается перекрестным включе нием генераторов этого напряжения. Поэтому напряжение, дей ствующее в цепи верхнего плеча второго балансного модулятора, будет
и / = —Hsinw/ —u 's in Q t.
В цепи н и ж н е го плеча
и ',= — Ksinw/'-f- H'sinS/.
иёыл:
е .
Ц Sin oJt
Рис. 6.54
Обычно д>н'. При этом и выполняет роль коммутирующего на пряжения.
Подставляя эти значения напряжений в формулу (6.13) при учете противофазности токов диодов Д 3 и Д а, получим выражение для выходного напряжения второго балансного модулятора
£/,1Ых2= — A sin&/ + /?[cos(w—й ) / — COS(co-b £ 2 )/] .
Результирующее напряжение на выхбде кольцевого модуля тора будет равно сумме напряжений обоих модуляторов
^Лшх = £/Вых1 + ^вых2 = 2£[cos(u)— i>)t — COS(o>+
Оно не содержит составляющих модулирующей частоты 12 и ее гармоник. Если характеристику диодов представить более точно, то можно показать, что в общем случае спектр выходного напря жения кольцевого модулятора содержит только составляющие бо ковых частот. Спектр частот выходного напряжения кольцевого модулятора показан на рис. 6.53,8. Из рис. 6.53 видно, что коль цевые модуляторы4имеют наиболее чистый спектр выходного на пряжения-
6.3.5. Понятие об индивидуальных и групповых системах
Многоканальные системы с частотным разделением по способу использования аппаратуры разделяются на индивидуальные, груп повые и смешанные. Системы связи, все оборудование которых выполнено индивидуально и повторяется столько раз, на сколько каналов рассчитаны эти системы, называются индивидуальными.
Многоканальные системы связи в данном случае образуются пу тем параллельного включения в линию связи одноканальных уста новок и не содержат элементов, которые были бы общими для всех каналов.
Участки спектра, занимаемые отдельными каналами, в инди видуальной системе при двухсторонней связи обычно распределя
ются так, |
как показано на |
рис. 6.55. Основным достоинством ин- |
|
|
4 - / |
передаче /£ |
1 канал |
2 канол ; • I |
прямо/н |
передача S офатно/и направление |
н а п р а в л е н и е /
Рис. 6.55
ливидуальпых систем является удобство выделения на промежу точных пунктах любого количества каналов. Это объясняется на личием па промежуточных пунктах оборудования отдельно для каждого канала. Их существенными недостатками являются гро моздкость аппаратуры и значительные краевые * искажения в ин дивидуальных фильтрах, что приводит к значительному сокраще нию передаваемого спектра частот. Последнее сокращает допусти мое число промежуточных усилительных пунктов, что в конечном счете уменьшает дальность связи.
В многоканальных системах, построенных по групповому прин ципу, часть оборудования оконечных станций и все-оборудование промежуточных пунктов выполняются общими. При этом спектр частот при двухсторонней связи распределяется так, как показано на рис. 6.56. Такое распределение спектра дает возможность про-
Рис. 6.56
изводить усиление сигналов, передаваемых р одном направлении при помощи одного общего усилителя-
* Краевые искажения — это частотные искажения на краях используемой полосы, обусловленные отклонением формы частотной характеристики от прямо угольной.
Достоинствами групповых систем являются более экономное ис пользование оборудования и большая дальность действия, чем у индивидуальных систем.
К недостатку следует отнести трудность выделения на проме жуточных пунктах отдельных каналов. Для выделения какого-либо канала па промежуточном пункте приходится устанавливать два полукомплекта оконечной аппаратуры. Один полукомплект необ ходим для преобразования спектра частот из падтопальной в то нальную область, после чего выделяется нужный капал. Второй полукомплект производит обратное преобразование спектра.
ti.3.6. Области применении частотного разделения каналов, его достоинства и недостатки
Многоканальные линии с частотным разделением широко при меняются как в связи, так и телеуправлении с использованием проводных п радиолинии. Частотное разделение позволяет реали зовать весьма большое число каналов (например, три тысячи стандартных телефонных каналов) и обеспечить передачу таких широкополосных сш налов, как телевизионных. Поэтому оно широ ко применяется в аппаратуре государственной сети дальней связи. Из-за наличия обусловленных нелинейностью взаимных помех, уровень которых растет с увеличением числа каналов, в телемет рических системах, где точность передачи измеренной величины играет первостепенную роль, количество каналов в системах час тотного разделения ограничивается десятью—пятнадцатью [7]. При необходимости получения большего числа каналов в этих усло виях используется временное разделение.
Достоинствами частотного метода разделения каналов явля ются: ~ ,
1)возможность получения большого числа телефонных кана
лов;
2)легкость сопряжения проводных и радиорелейных линий;
3)возможность объединения нескольких каналов для переда чи более широкополосного сигнала (например, для получения те левизионного капала);
4)более эффективное, чем при временном разделении, исполь
зование спектра частот.
Для доказательства этого произведем сравнение частотного и временного методов разделения каналов по использованию полосы пропускания линии связи.
Сравнение произведем по коэффициенту использования полосы, под которым понимают отношение суммы полос, занимаемых от дельными каналами Д/фк полосе всей линии Д/у,:
* > /
В многоканальных системах с частотным разделением в случае наличия идеального фильтра (с прямоугольной частотной характе ристикой) полосы отдельных каналов могут примыкать друг к другу вплотную. При этом коэффициент использования полосы бу дет равен £ = 1.
Реальные же фильтры вне полосы прозрачности имеют конеч ное затуханиеПоэтому во избежание переходных помех между полосами частот различных каналов оставляют защитные проме жутки. Вследствие этого коэффициент использования полосы в ре альных системах связи с частотным разделением каналов состав ляет 0,75—0,8.
Рассмотрим вопрос об использовании полосы для многоканаль ных систем с временным разделением каналов.
Как было указано в п. 2.3, при подаче бесконечно короткого импульса на вход идеального фильтра на его выходе получается импульс, форма которого описывается периодической функцией
sin* Vr
вида -у - • Предельное количество дискретных импульсных сигна
лов, которое может быть без интерференции передано за 1 секун ду по каналу, обладающему в пределах полосы bF^Q -^F гц ха рактеристиками идеального фильтра, составляет 2F. Но в соответ ствии с теоремой Котельникова с помощью 2F дискрет может быть полностью отображен сигнал, занимающий полосу, равную F герц. Аналогично при использовании п каналов с полосой пропускания каждого канала ДF передача в линии может вестись со скоростью, равной 2/гДК, что обеспечивает возможность передачи сигнала, спектр которого занимает полосу, равную nF, что соответствует полному использованию полосы пропускания, т. е. %—\-
При подаче же импульса па вход реального фильтра форма выходного напряжения описывается непериодической бесселевой функцией, нулевые значения которой находятся на неодинаковом расстоянии друг от друга. Поэтому для того, чтобы в многока нальных системах с временным разделением избежать значитель ных переходных помех, необходимо импульсы следующего капала посылать в линию лишь тогда, когда след предыдущего практи чески затухнет. Время же затухания обратно пропорционально по лосе пропускания канала. Следовательно, полоса пропускания ка
пала должна быть такой, чтобы за время, равное Мг= 2/-р- , обе
спечить практически полное затухание следа предыдущего импуль са, т. е. необходимо, чтобы [10]
где
Л /\— полоса пропускания канала; / ^ — максимальная частота спектра передаваемого сигнала.
При этом коэффициент использования полосы частот при вре менном разделении получается в 20—30 раз меньше, чем при час тотном.
П р и м е р 6.3. Определить |
потребную полосу |
пропускания при частотном |
и временном разделении многоканальной линии па |
24 |
телефонных канала. . |
1. Частотное разделение. |
|
|
|
Полоса частот стандартного |
телефонного канала |
раина |
М\= 3 , 1 кгц.
Сучетом запаса, используя однополосный сигнал, берем на каждый капал участок спектра шириной в 4 кгц. Тогда необходимая полоса частот для обеспе чения 24 телефонных каналов будет равна
Л/7=24 ■4 кгц= 96 кгц.
2.Временное разделение
Всоответствии с теоремой Котельникова временной интервал между им пульсами одного канала будет равен
А/ == (—L— = 150 мксек.
2^*т
Временной интервал, приводящийся на одни канал, будет равен
мксек |
я 6 мксеК' |
24 |
|
Используем ФИМ с девиацией импульса, |
равной + 2 мксек. Величину защитно |
го временного промежутка между каналами при инженерных расчетах обычно
берут порядка 5т .При |
этих предположениях определим необходимую длитель |
ность импульса т (рис. 6.57): |
|
бт-2,0 мксек, откуда т = |
мксек ~о,35 мксек. |
1 __ш1' |
|
1 |
L-5 — |
— 2 — |
1 |
MKCtk |
мксек |
|
^ |
с . |
|
|
^ мксек |
|
|
Вис. G.57 |
|
Тогда требуемая полоса частот будет равна |
AF= ,j_ =2,86 Мгц. Таким образом, |
|
|
т |
при временном разделении полоса пропускания требуется в 30 раз шире, чем при частотном, что полностью согласуется с изложенными выше соображениями.
Из этого примера видно, что при многоканальной передаче телефонных
сигналов частотное разделение позволяет более эффективно использовать поло су частот.
Недостатками частотного метода являются:
1) высокие требования к стабильности частоты генераторов поднесущих колебаний;
2)возможность взаимного влияния между каналами за счет нелинейности системы и несовершенства фильтров;
3)сравнительная сложность и громоздкость аппаратуры-
Контрольные вопросы к главе VI
1. Почему при АММ невозможно устранение срединных по
мех?
2.В чем заключается отличие ШИМ-1 от ШИМ-2?
3.Почему ШИМ является более помехоустойчивым видом им пульсной модуляции, чем АИМ?
4.Почему при сильном сигнале ФИМ более помехоустойчива,
чем ШИМ? При каких условиях и почему помехоустойчивость при ШИМ оказывается выше, чем при ФИМ?
5. |
В чем заключается сущность и достоинство метода ИВИМ? |
6. |
В чем заключается идея метода деформации периодической |
последовательности импульсов? |
|
|
7. |
Показать, |
что амплитуды составляющих тактовых и боко- |
|
, 1 |
1 , 1 |
sinje |
• |
вых частот при АИМ изменяются по закону |
|
8.Чем отличаются спектры частот при АИМ-1 и АИМ-2?
9.Отличие спектра частот при ШИЛА и при АИМ.
10.В чем заключаются отличия спектров частот при ФИМ и при ШИМ?
11.Недостатки метода демодуляции при ФИМ, предусматри
вающего непосредственное выделение полезной составляющей с помощью фильтра нижних частот.
12. |
Недостатки распределителя управляющих |
напряжений |
(рис. |
6.38,о) |
на линии задержки; метод |
их устранения. |
13. |
В чем |
заключаются требования |
синхронной |
и синфазной |
работы передающей и приемной аппаратуры многоканальных си стем с временным разделением каналов?
14Методы синфазирозания и их сравнительная оценка.
15.Принцип кодовою разделения каналов.
16.Принцип действия радиальной радиорелейной линии с вре
менным разделением.
17.Как производится выделение сигнала данного канала в ра диальной радиорелейной линии с временным разделением?
18.Почему многоканальные системы связи с временным раз делением имеют сравнительно небольшое число каналов?
19.Назначение иг принцип действия кольцевого модулятора.
Спектр сигнала на его выходе.
20.В чем заключаются достоинства однополосных систем
связи?
21.Требования к стабильности поднесущих частот.
22.Методы формирования однополосного сигнала.
23.Какие существуют методы борьбы с взаимными помехами
при частотном разделении каналов?
24.Произвести сравнительную оценку многоканальных систем
свременным и частотным разделением каналов.
25Принцип дельта модуляции.
26. От чего зависит частота дискретизации при дельта-модуля ции?
ЛИТЕРАТУРА
1.Сифоров В. И'., Ширман, Я■ Д-, Дробов С. А., Железнов И. Н. Теория импульсной радиосвязи. ЛКВВИА, 1951. ■
2.Зингерёнко А. И., Изаксон Б. К. и др. Техника дальней связи. ВКАС,
1961.
3.Ошерович Л. /'. Радиорелейные линии. ВКАС, 1957.
4.Егоров К. П. Основы многоканальной связи. Связьиздат, 1962.
5.Терентьев Б. П., Шахгильдян В. В., Ляховкин А. Л. Система радиальной радиосвязи на УКВ с временным разделением каналов. Труды Учебных Инсти
тутов Связи, выпуск 3, 1960.
6. Васильев Р. Р. и Шастова Г. А. Передача телемеханической информации. Госэнергоиздат, 1961.
7.Никольс М. X. и Рацх'Л. Л. Радиотелеметрия. Изд. иностр. лит., 1958.
8.Харкевич А. А. Очерки обшей теории связи. Гостехнздат, 1955.
9.Саттерберг Л. X. Сравнительный анализ дельга-мэдуляцин и импульсно кодовой модуляции. Теория передачи сообщений. Под редакцией В. И.Снфоро-
ва. Изд. иностр. лит., 1957.
.10. Харкевич А. А. Основы радиотехники. Гос. издательство литературы по вопросам связи и радио, 1963.
