книги из ГПНТБ / Гойхман Э.Ш. Основы теории передачи информации в автоматизированных системах управления

При несовпадении полярностей соседних посылок на выходе схе­ мы разноименное™ формируется импульс, соответствующий при­ нятой посылке «1».

Во втором варианте декодирование осуществляется более прос­ тым способом. Блок-схема декодирующего устройства системы

S A A / v / v y w w v

| I

1

® _ _1 _L

Рис. 4.48

там же приведены эпюры напряжений для случая приема сообще­ ния 110101. Как указывалось ранее (рис. 4.45), кодирование на

180.

передающем конце осуществляется таким образом, что каждая информационная посылка «1» производит перемену фазы несущей на 180°. Поэтому для того, чтобы сигналы на выходе приемника полностью воспроизводили поступающее на вход передатчика со­ общение, необходимо, чтобы каждой перемене полярности напря­ жения на выходе фазового детектора схемы Пистолькорса (а сле­ довательно, каждому скачку фазы принимаемых сигналов) соот­ ветствовало формирование «1», т. е. импульса положительной по­ лярности.

В рассматриваемом варианте это осуществляется без примене­ ния элемента задержки, включением на выход фазового детектора схемы, выявляющей наличие либо отсутствие перемены знака (по­ лярности) при переходе от одной посылки к соседней. Схема вы­ явления знакоперемен состоит из дифференцирующей цепи и двухполупериодного выпрямителя. В результате дифференцирования возникающих на выходе фазового детектора прямоугольных им­ пульсных сигналов Z (эпюра 6, рис. 4.48) формируются двухполяр­ ные импульсные сигналы dZ (эпюра 7, рис. 4.48), соответствующие передним и задним фронтам импульсов Z, а следовательно, и знакопеременам. После двухполупериодного выпрямления сигналы dZ преобразуются в однополярные импульсные сигналы W=\dZ\, в котором импульсы соответствуют знакопеременам, а пробелы отсутствию знакоперемен (эпюра 8, рис. 4.48),

4.9.3. Помехоустойчивость ОФМ

Рассмотрим с помощью эпюр, приведенных на рис. 4.49, ха­ рактер влияния скачка фазы опорного напряжения на достовер­ ность принимаемого сообщения.

Формирование сигнала W на выходе приемного устройства происходит путем суммирования по модулю два полярностей со­ седних посылок (Z; и Z;_i):

Поэтому изменение фазы опорного напряжения па 180° (точка а на эпюре 3, рис. 4.49), вызывающее перемену полярности напря­ жения на выходе фазового детектора, не приводит к обратной ра­

Лишь в момент скачка фазы опорного напряжения (точка а на эпюре 5, рис. 4.49) возникает одиночная ошибка. Поскольку в реальных схемах ОФМ вероятность возникновения обратней ра­

181

боты удается сделать достаточно малой, этими одиночными ошиб­ ками можно в первом приближении пренебречь. Однако помехо­ устойчивость ОФМ оказывается несколько ниже, чем при ФМ (в отсутствии обратной работы).

©__L. I _ J .___L_LJ_.

5 - сообщение на Выходе охет/ Выявления знакопере/нен

Рис. 4.49

Это объясняется двумя факторами:

а) при ОФМ информация выявляется путем сравнения фаз колебаний соседних посылок. Поэтому на достоверности приема сказывается влияние помех не только на принимаемую в данный момент посылку, но и па предыдущую, являющуюся для нее опор­ ной;

182

б) методу ОФМ свойственно явление «размножения ошибок», к рассмотрению которого перейдем.

Пусть, например, в сигнале Z на входе схемы выявления знакоперемен появится одиночная ошибка, т. е. вместо посылки Z t

будет принята посылка Z,-. Тогда (рис. 4.50,а) искаженными ока­ жутся два элемента, в формировании которых участвует посылка

Z;.

W t= Z t © Z,_,.

и

(4.81)

Эпюры сигналов в Случае двух подряд искаженных посылок при­ ведены на рис. 4.50,6.

Как видно из рис- 4.50,а и б, при любой длине группы из п подряд искаженных в сигнале Z посылок в сигнале W на выходе схемы выявления знакоперемен искаженными будут по-прежнему два элемента.

Найдем выражение для вероятности искажения одиночной по­ сылки при ОФМг. Обозначим через Рп вероятность появления изолированной группы из п искаженных подряд посылок. По опре­ делению

Рп= И т Чг

N ->»

где jV—общее число посылок, а А п—число содержащихся в них групп из п искаженных подряд посылок.

Вероятность искажения посылки по определению равна

р=

гош дг

где ^ [—количество искаженных символов, N —количество всех символов. Но количество искаженных символов можно опреде­ лить следующим образом:

Вероятность ошибки на выходе схемы выявления знакоперемен равна

183

Wi*t

V /

искаженные

элементы

184

Как показал Н. П. Бобров [16], на основании (4.82) и (4.83) можно получить

Поскольку при ОФМ2 приемный тракт до входа схемы выяв­ ления знакоперемен представляет собой обычную схему приема фазово-манипулированных колебаний, следует считать

Р°шг ~Р°Шфм~ 0>5[1 —Ф(1/”2/)].

Подставив значение Рош в (4.83), после простейших преобрат зований получим

шения сигнал/помеха) в 1—2 раза больше, чем при однократной фазовой манипуляции.

Наибольший практический, интерес представляет случай прие­ ма сигналов с малым уровнем ошибок. Как видно из кривых рис. 4.42, разница в уровнях сигцала, требуемых для обеспечения Я„ш= 10-5, в системах ОФМ2 и ФМ не превышает 1 дб. Можно показать, что вероятность ошибки при ОФМ1 определяется по формуле

§ 4.10. Системы передачи двоичных сигналов с комбинационным уплотнением (разделением) каналов; многопозиционные системы

Пропускная способность линий передачи двоичных сигналов может быть увеличена путем применения комбинационного разде­

185

ления каналов. Идея комбинационного разделения состоит в том, что манипулируемый параметр (например, частота или фаза сиг­ нала) может принимать не два, а несколько возможных значений, причем каждому такому значению (/1; ft-.. f K) ставится в одно­ значное соответствие определенное сочетание двоичных символов «О» и «1» во всех я каналах. Такая система передачи двоичных сигналов является многократной (/г-кратной).

Число возможных значений манипулируемого параметра к для n-кратной системы передачи двоичных сигналов с комбинацион­ ным разделением каналов равно

к = 2 ".

Так, например, для наиболее распространенной двукратной системы (я = 2) оно равно четырем. В этом случае значения ма­ нипулируемого параметра (х ;) можно, например, поставить в сле­ дующее соответствие передаваемым по обоим каналам символам:

4.10.1. Двукратная частотная манипуляция (ДЧМ)

Метод двукратной частотной манипуляции, называемый часто методом двукратного частотного телеграфирования (ДЧТ), был предложен советским инженером Н. Ф. Агаповым в 1947 году.

В системе ДЧМ манипулируемым параметром является часто­ та передатчика, которая может принимать четыре дискретных

значения.

Обычно применяется следующий вариант расстановки частот

(рис. 4.51):

Рис. 4.51

При таком варианте в случае одноканальной (однократной) работы разнос частот, а следовательно-, занимаемая сигналом по­ лоса частот оказывается минимальной.

Манипуляция частоты передатчика осуществляется с помощью кодирующего устройства (манипулятора), подключающего в за-

1S6

висимости от сочетания передаваемых символов (табл. 4.2) кон­ денсаторы различной емкости к колебательному контуру задающе­ го генератора передатчика (рис. 4.52).

Подключение емкости (Cj или С2) соответствует посылке сим­ вола «О» в данном канале. При больших скоростях передачи при­ меняется электронная манипуляция.

Рис. 4.52

На приемной стороне после ограничителя устанавливается де­ шифратор, - состоящий из настроенных на частоты /ц /2; /з и / 4 фильтров и детекторов, включенных таким образом, что поляр­ ность посылок на выходах обоих каналов соответствует переда­ ваемым по этим каналам символам.

В приведенной на рис- 4.53 схеме дешифратора положительно­ му знаку разности потенциалов между точками а и б (либо а' и б') соответствуют посылки «1».

Система ДЧМ обеспечивает вдвое большую пропускную спо­ собность, чем система ЧМ. Однако при этом требуется примерно вдвое более широкая полоса пропускания, вследствие чего воз­ растает уровень помех на выходе приемного устройства. Поэтому для обеспечения такой же, как при ЧМ, помехоустойчивости здесь приходится несколько (порядка 20%) увеличивать мощность пе-

187

редатчика. Между тем для обеспечения двухканальной работы с такой же пропускной способностью с помощью обычной системы

ограни- -читепь

6тЯ

'• в

ЧМ потребовалось бы установить два передатчика либо передат­ чик удвоенной мощности с двумя манипулированными по частоте возбудителями (для каждого из каналов) и два приемника. Бла­ годаря этим достоинствам - метод ДЧМ нашел широкое примене­ ние, особенно в коротковолновых линиях радиосвязи с буквопечатанием.

4.10.2. Многопозиционные системы с частотной манипуляцией

Увеличение числа возможных значений манипулируемого параметра может быть использовано не только д#я комбинационного уплотнения каналов. В по­ следнее время разработаны системы передачи дискретных сигналов, основанные не на двоичном коде, а на коде с более высоким основанием.

Они обычно называются высокоосновными системами либо системами с* многопозиционными кодами.

Практическое применение нашли многопозиционные системы с частотной

188

ийя, представляющая собой последовательное во времени сочетание гармони­ ческих посылок различных частот. Здесь аналогично системе ДЧМ одновремен­ но передаются колебания только одной из т частот. Достоинства многопози­ ционных систем особенно существенно проявляются в тех каналах связи, где искажения длительности посылок из-за многолучевого распространения радио­ волн ставят предел уменьшению длительности элементарной посылки (например, при коротковолновой радиосвязи). Применение же посылок большой длитель­ ности ограничивает скорость передачи информации.

Многопозиционные системы позволяют при той же, что и при двоичном ко­ де, длительности посылок увеличить скорость передачи информации либо при сохранении этой скорости увеличить длительность посылок и за счет этого су­ щественно повысить помехоустойчивость как при флюктуационных, так и при импульсных помехах.

При двоичном коде число сообщений, которые могут быть переданы с по­

Nm-m".

Количество информации, которое может переносить элементарная посылка, равно при этом log2/п.

Пусть сообщение длительностью Т передается двоичным н-зпачпым кодом. При этом длительность элементарной посылки составит

Т

т,= — •

Щ

Если то же самое сообщение передать кодом с основанием т, то для его

передачи потребуется уже не л2, а ———. посылок. При сохранении прежней

\og2m

длительности сообщения длительность посылки может быть увеличена до

хт—„Т —

пт

Так, например, при переходе от двоичного кода к коду с основанием т—8 дли­ тельность посылки может быть увеличена втрое при сохранении прежней ско­ рости передачи информации. Если же оставить длительность элементарной по­ сылки неизменной, переход к^в-позиционному коду позволит увеличить скорость передачи информации втрое. Таким образом, с увеличением т эффективность системы возрастает.

Для реализации повышения помехоустойчивости, обусловленного удлине­ нием посылок, необходимо соответственно сузить полосу пропускания фильтров, разделяющих посылки. Последнее возможно лишь в тех случаях, когда сужение полосы пропускания не ограничивается нестабильностью частоты. Поэтому при­ менение многочастотных систем целесообразно лишь при высокой стабильности частот передатчика и гетеродина приемника.

Наибольшая эффективность системы передачи информации достигается, ког­ да число различимых сигналов (т. е. основание кода) т станет равным числу символов алфавита N. Однако при увеличении т растет и требуемая полоса

18 9