книги из ГПНТБ / Гойхман Э.Ш. Основы теории передачи информации в автоматизированных системах управления

Найдем эффективную полосу частот интегратора. По определению [9] она

т. е. эффективная полоса частот интегратора равна величине, обратной периоду интегрирования.

На рис. 4.16 пунктиром показана статическая резонансная характеристика, снятая при подаче на вход интегратора непрерывных колебаний в отсутствии коммутации параметров интегратора.

В ряде случаев из-за низкой стабильности частоты радиокана­ ла приходится полосу высокочастотного тракта приемника делать сравнительно широкой, отказываясь от выбора полос, оптималь­ ных ,с точки зрения максимального превышения сигнала над поме­ хой. Такая ситуация встречается зачастую в коротковолновых ра­ диолиниях буквопечатания, где значения оптимальных полос иног­ да не превышают нескольких десятков герц. В подобных условиях оказывается целесообразным применение интегрального приема с последетекторным интегрированием-

Простейшим вариантом схемы, реализующей такое интегриро­ вание, является включение на выход детектора интегрирующей це­ пи RC с постоянной времени, значительно превышающей длитель­ ность посылки и синхронно разряжаемой к моменту ее окончания.

К концу каждой принятой посылки напряжение u(t) на выхо­ де интегратора достигает значения Uт, пропорционального инте­

гралу входного напряжения интегратора («„*):

о

В зависимости от полярности Uu принимается решение о знаке принятой посылки.

Достигаемое при последетекторном интегрировании повышение помехоустойчивости зависит от соотношения напряжений сигнала и помехи на входе детектора. Если это соотношение превышает единицу, эффект повышения помехоустойчивости при последетек­ торном интегрировании оказывается практически таким же, как при додетекторном. При малых соотношениях сигнал/помеха на входе детектора выигрыш в помехоустойчивости при последетек­

140

торном интегрировании оказывается меньшим, чем при додетекторном. Последнее объясняется влиянием нелинейности детектора на взаимодействие сигнала и помехи в процессе детектирования.

4.5.2. Воздействие импульсных помех на приемный тракт; способы борьбы с ними

Напряжение импульсной помехи на выходе резонансной систе­ мы (например, высокочастотного тракта приемника) может быть представлено в виде

£Лшх(0~ огибающая колебаний помехи, определяющая форму помехи на выходе фильтра;

ю0—частота настройки резонансной системы; <р0— начальная фаза, определяемая моментом приема помехи.

Обычно длительность импульсной помехи значительно меньше длительности вызываемых ею в фильтрах приемника нестационар­ ных процессов.

При этом импульсную помеху на выходе высокочастотного тракта приемника можно рассматривать как реакцию его фильт­ ров на ударное возбуждение кратковременным импульсом поме­ хи, воздействующим на вход приемника.

Примерный график спектральной плотности подобной помехи на входе приемника и резонансная кривая его высокочастотного тракта приведены на рис. 4.17.

Как видно из рис. 4.17, в пределах полосы пропускания высо­ кочастотного тракта спектр помехи на его входе можно в первом приближении считать однородным с постоянными амплитудой 5 по и фазой ^по:

Sn вх(У'ч>)= 5пО г Ч

141

Как видно из полученных выражений, форма огибающей импульсной поме­ хи на выходе тракта (а следовательно, и ее длительность) определяется частот­ ными характеристиками самого тракта и не зависит от формы импульса па его входе. Это обусловлено тем, что спектральная плотность каждого из импульсов помехи на входе тракта принята постоянной в пределах его полосы пропуска­ ния (рис. 4.17).

Форма импульсных помех на выходе одиночного контура при­ ведена на рис. 4.18.

Максимум амплитуды импульсной помехи на выходе любой резонансной системы соответствует (= 0 и равен

142

Из 4.48 следует важный вывод: амплитуда огибающей импульс­ ной помехи на входе детектора, прямо пропорциональна первой степени величины эффективной полосы пропускания высокочастот­

ного тракта эф, а не V&Рэф ,как это имеет место в случае флюктуационных помех. Это объясняется тем, что лежащие в пре­ делах полосы пропускания составляющие спектра импульсной по­ мехи суммируются синфазно (поскольку в пределах этой полосы спектр помехи практически однороден), в случае же флюктуационной помехи суммируются составляющие, имеющие случайные фазы.

Учитывая вышеизложенное, рассмотрим вопрос о выборе опти­ мальной полосы пропускания высокочастотного тракта, обеспечи­ вающей при узкополосном приеме максимальное отношение ам­ плитуд сигнала и импульсной помехи на выходе тракта.

Для одиночного контура это отношение равно

Это примерно втрое ниже /имп макс ■ Анализ выражения (4.49) показывает, что в отличие от случая флюктуационной помехи здесь нет оптимального значения полосы, обеспечивающего мак­ симальное отношение сигнал/помеха. Это отношение растет с уменьшением ДДэф (рис. 4.19), достигая в пределе значения

Аналогичное положение наблюдается и в случае применения

•полосовых фильтров. Однако значительное сужение полосы про­ пускания при узкополосном приеме недопустимо. Во-первых, при этом снижается помехоустойчивость по отношению к другим ви­ дам помех (флюктуационным, гармоническим). Кроме того, в со­ ответствии с (4.46) чрезмерное сужение полосы приводит к уве­ личению длительности (растягиванию импульса помехи на выходе высокочастотного тракта. Последнее увеличивает временной ин­ тервал / пор, в течение которого сигнал поражается помехой, что снижает помехоустойчивость.

143

ной помехи па его выходе на величину / пор виден из приведенного

на рис. 4.20 семейства огибающих напряжения импульсной поме­ хи на выходе тракта. Здесь в качестве пораженного помехой ус­

ловно принят интервал времени, в течение которого огибающая помехи на выходе высокочастотного тракта П„ых (t ) превышает амплитуду сигнала Uc,

144

на выходе высокочастотного тракта больше амплитуды сигнала, целесообразно применение ограничителя по максимуму, срезаю­

пульсной помехи на выходе ограничителя для двух значений по­ лосы тракта.

аг,

и

помехе/ п о с л е огран ичит еля -

QO узкополосного срильтрех

посла 7 уъкопоп.

I I

понеоссг после чзкопо-

■£ л есн о го

ерил. (отра /

* )'

Рис. 4.21

Сужение полосы, уменьшая амплитуду помехи, вместе с тем увеличивает ее длительность (кривая 2 па рис. 4.20; рис. 4.21,6). Поэтому для того, чтобы после ограничения площадь импульса помехи была минимальной, предшествующий ограничителю высо­ кочастотный тракт должен иметь достаточно широкую полосу; длительность помехи при ее прохождении через этот тракт прак­ тически не должна меняться.

Выбрав уровень.ограничения близким к амплитуде сигнала, можно уменьшить уровень импульсной помехи до уровня сигнала. Дальнейшего уменьшения уровня кратковременных по сравнению с сигналом импульсных помех можно достичь, включив между ог­ раничителем и входом Детектора узкополосный тракт.

1 4 6

Изложенные принципы лежат в основе предложенной А. Н. Щу­ киным системы ШОУ (широкая полоса-ограничитель—узкая по­ лоса), блок-схема которой приведена на рис. 4-22.

Рис. 4.22

Усилитель с достаточно широкой полосой обеспечивает предва­ рительную селекцию и усиление до уровня, достаточного для нор­ мальной работы ограничителя. Наличие амплитудного ограничи­ теля исключает возможность попадания на вход предшествующего детектору узкополосного тракта импульсных помех, значительно превышающих по уровню полезный сигнал. Таким образом, на вход узкополосного тракта поступают мало отличающиеся по ам­ плитуде короткие импульсы помехи и посылки сигнала сравнитель­ но большой длительности (рис. 4.21,а).

В узкополосном тракте, полоса которого выбирается оптималь­ ной для длительности посылок сигнала, происходит дальнейшее подавление помехи, короткий импульс которой не успевает нарас­ ти до стационарной величины (рис. 4.21,в). Степень этого подав­ ления возрастает по мере уменьшения длительности помехи на входе узкополосного тракта. Поэтому при воздействии импульс­ ных помех, длительность которых на входе приемника пренебре­ жимо мала по сравнению с длительностью посылок сигнала, по­ мехоустойчивость возрастает по мере расширения полосы широко­ полосного тракта.

Ширина полосы узкополосного тракта выбирается возможно более узкой с учетом обеспечения пропускания эффективной поло­ сы спектра сигнала.

Путем включения на выход узкополосного фильтра ограничи­ теля по минимуму возможно полное устранение импульсной по­ мехи. Для этого порог ограничения по минимуму выбирается выше уровня помехи (пунктир на рис. 4.21,«).

Применение метода ШОУ не приводит к повышению помехо­ устойчивости при импульсных помехах, длительность которых од­ ного порядка с длительностью сигнала. Этот метод неэффективен и в тех случаях, когда импульсы помехи следуют столь часто, что возбуждаемые ими в высокочастотном тракте затухающие свобод­ ные колебания в большой степени перекрывают друг друга.

Кроме того, из-за наличия в тракте нелинейного элемента (ог­ раничителя) методу ШОУ свойственны следующие недостатки:

— возможность подавления слабого сигнала сильной помехой, что существенно понижает помехоустойчивость при воздействии незатухающих помех;

147

— образование в ограничителе составляющих с комбинацион­ ными часто+ами, создающими дополнительные помехи.

4.5.3. Воздействие гармонических помех на приемный тракт

Характер воздействия гармонических помех на резонансную систему зависит от их длительности.

В соответствии с этим следует различать гармонические поме­ хи большой длительности, превышающие длительность посылки сигнала Тс, и кратковременные гармонические помехи, длитель­ ность которых 7„ значительно меньше Тс.

Для упрощения предположим, что:

а) гармонические» помехи распределены по частоте равно­ мерно;

б) составляющие помехи на каждой из частот имеют одина­ ковые законы распределения амплитуд, одинаковые дисперсии и случайные фазы.

При этом отдельные составляющие гармонических помех сум­ мируются в случайных фазах и их средняя по ансамблю мощность Р» на выходе системы (при сопротивлении в 1 ом) пропорцио­ нальна, как и в случае флюктуационных помех, ее эффективной полосе

где *о — средний квадрат эффективного значения гармонической помехи, действующей на одной из частот.

Легко показать,18, 1П, что и здесь превышение уровня сигнала над помехами при узкополосном и интегральном приеме опреде­ ляется выражениями (4.29) и (4.40), если заменить в них N0

на SoВыигрыш в отношении сигнал/помеха (по мощности) при интегральном приеме непрерывной последовательности посылок по сравнению с узкополосным составляет около двух.

При 1 выигрыш в превышении уровня сигнала над

• С

кратковременной гармонической помехой, достигаемый за счет пе­ рехода от узкополосного приема к интегральному, оказывается таким же, как и при импульсных помехах ПП, т. е. достигает в пределе 10 раз по мощности.

4.5.4. Краткие выводы

Наибольшее превышение уровней сигнала над помехой любо­ го вида на выходе резонансной системы обеспечивает интеграль­ ный метод радиоприема. Отношение превышений сигнала над по­

мехой при интегральном (/иНТ) и узкополосном (Р) приеме при различных видах помех [11] приведены в табл. 4.1.

Достоинства интегрального приема наиболее резко проявляют- , ся при телекодовой связи (непрерывная последовательность посы­ лок), особенно при воздействии импульсных помех. Однако прак-

148

тическая реализация интегрального метода радиоприема далеко не всегда возможна, главным образом из-за трудностей осуществле­ ния синхронизации.

Перейдем к рассмотрению реальных систем передачи двоичных сигналов и оценке их помехоустойчивости.

§ 4.6. Передача двоичных сигналов методом амплитудной манипуляции (КИМ—AM)

\

4.6.1.Спектр двоичных амплитудно-манипулированных сигналов

иэффективная полоса частот

Общее выражение для амплитудно-манипулированных сигна­

где M(t) —модулирующая функция (т.е. передаваемое сообщение).

Наибольшая ширина спектра соответствует передаче последо­ вательности чередующихся посылок «О» и «1» (рис. 4.23).

При этом для посылок с единичной амплитудой модулирующая функция определится как

Функция M(t), представляющая собой последовательность по­ сылок постоянного тока, в определенных условиях может быть непосредственно передана по проводному каналу (например, при телеграфировании). При передаче телекодовых сигналов по радио­ каналам, а также часто по проводным — функция M(t ) является модулирующей.

149