книги из ГПНТБ / Гойхман Э.Ш. Основы теории передачи информации в автоматизированных системах управления

§ 4.7. Передача двоичных сигналов методом частотной манипуляции (КИМ—ЧМ)

4.7.1. Частотно-манипулированные двоичные сигналы; способы их получения; эффективная полоса

При частотной манипуляции частота колебаний передатчика манипулируется относительно среднего значения / иес. Сообще­ ниям «1» и «О» соответствуют двоичные сигналы

'т

называется индексом частотной манипуляции. Обычно Fd<^fHtC, Так, например, на коротковолновых радиолиниях девиация часто­ ты не превышает нескольких сотен герц.

Эффективная полоса частотно-манипулированного сигнала (Рчм) зависит от способа осуществления частотной манипуляции.

Способ с разрывом фазы (рис. 4.33,а) предполагает наличие двух задающих генераторов (ЗГ), генерирующих колебания частот о>0 и со1 и коммутируемых в соответствии с видом передаваемых посылок. Так как фазы колебаний задающих генераторов неза­ висимы, в моменты переключения возникают резкие скачки фазы (рис. 4.33,6), приводящие к существенному расширению эффектив­ ной полосы частот. Спектр сигнала (рис. 4.34,а) представляет со­ бой сумму спектров, соответствующих сигналам Uca (l) HUc^ft). Если ограничиться учетом первых трех гармоник основной частоты ма­ нипуляции, то эффективная полоса частот составляет'tpnc. 4 34,а)

Общее выражение для ширины спектра частотно-манипулирован- V

160

aj

°i

ных (с разрывом фазы) сигналов, представляющих чередующую­ ся последовательность посылок «1» и «О», имеет вид:

где п — отношение амплитуды составляющих боковых частот, рас­ положенных на краях полосы, к амплитуде посылки.

Из-за излишне широкого спектра, сложности реализации (не­ обходимость двух задающих генераторов) и других недостатков способ частотной манипуляции с разрывомфазы применяется редко.

Способ без разрыва фазы (рис. 4.35) предусматривает наличие одного задающего генератора и частотную манипуляцию путем из­ менения параметров , (обычно емкости) его колебательного кон­ тура.

Благодаря плавному переходу от посылки «I» к активной пау­ зе («О») спектр сигнала (рис. 4.34,6) оказывается значительно бо­ лее узким, чем при ЧМ с разрывом фазы. Хотя и в этом случае спектр сигнала теоретически бесконечен, основная энергия сосре­ доточена в сравнительно узкой полосе, ширина которой опреде­ ляется частотой манипуляции Fm и индексом частотной манипу­ ляции.

Рис. 4.34

162

Эффективная полоса спектра частотно-манипулированных (без разрыва фазы) сигналов, представляющих собой чередующуюся

последовательность посылок «1» и «О», определяется следующим приближенным выражением [91:

1 где п — отношение амплитуды составляющих боковых частот, рас­ положенных на краях полосы к амплитуде посылки.

Ослабление составляющих боковых частот спектра при рас­ стройке происходит быстрее, чем при AM (рис. 4.25 и 4.34,6). По­ этому при больших ослаблениях на краю полосы ширина спектра при ЧМ оказывается уже, чем при AM. Так, например, если за­ даться необходимым ослаблением спектра на краю полосы в 40 дб при одинаковой частоте манипуляции Fm, то полоса ЧМ сигнала

ЧМ будет при т = 1 примерно такой же, как при AM, а при т = 5 шире последней в 2,3 раза.

Чем больше девиация частоты, тем легче отличить при приеме посылки «1» и «0» друг от друга. Однако с увеличением девиации растет занимаемая сигналом‘полоса, что приводит к увеличению уровня помех. Необходимо также учитывать и такие факторы, как характер помех, допустимая степень искажения посылки, при ко­ торой она еще будет принята достоверно и др.

Рекомендуется [131 выбирать девиацию из условия

163

или

(тиск) ко всей длительности посылки ( Тс), при котором еще обе­ спечивается достоверный прием.

В системах телекодовой связи, использующих узкополосные тракты (например, стандартный телефонный капал) с целью по­ вышения пропускной способности, значения m выбирают малыми и ограничиваются лишь использованием составляющих, обуслов­ ленных 1-й гармоникой частоты манипуляции. Наибольшая про­ пускная способность при узкополосной ЧМ достигается при

Однако при столь узкой используемой полосе спектра сигнала помехоустойчивость оказывается сравнительно низкой [14].

Удовлетворительная с точки зрения помехоустойчивости эффек­ тивная полоса при узкополосной частотной манипуляции может быть в первом приближении определена из выражения

В радиолиниях, использующих частотную манипуляцию, вели­ чина девиации выбирается обычно (с учетом требований помехо­ устойчивости и стабильности параметров передатчика и приемни­ ка) в несколько раз больше, чем при узкополосной ЧМ. При этом базис сигнала оказывается порядка 5-г-10.

4.7.2. Некогерентный метод приема двоичных частотно-манипулированных сигналов и его помехоустойчивость

Основным элементом приемника частотно-манипулированных сигналов является частотный детектор. Применяются детекторы двух типов: линейные и фильтровые. Линейный частотный детек­ тор представляет собой обычный частотный дискриминатор, ана­ логичный применяемым в схемах автоматической подстройки час­ тоты и приемниках ЧМ телефонных сигналов.

Блок-схема приемника ЧМ сигналов с линейным частотным де­ тектором представлена на рис. 4.36,а. Она предусматривает нали­ чие ограничителя и линейного частотного детектора, реагирующе­ го на изменения частоты при манипуляции.

Недостатками схем, использующих линейные частотные детек­ торы, являются сравнительно широкая полоса тракта, рассчиты­ ваемая па пропускание всего спектра частотно-манипулированного сигнала и нарушение идентичности положительных и отрицатель­ ных выходных посылок при смещении частот сигнала-

164

Блок-схема приемника с частотными детекторами фильтрового типа приведена на рис. 4.36,6. Она включает в себя высокочастот­

Рис. 4.36

ный тракт, два фильтра Фо и Ф\, настроенных соответственно на несущие частоты посылок о>„ и a^, а также дифференциальный де­ тектор, сравнивающий напряжения на выходах фильтров. Поляр­ ность выходного напряжения зависит от того, какое из сравнивае­ мых напряжений больше: Umo или Umi .

При отсутствии помех посылке „1“ соответствует

U w t'^> U w tt И

посылке „0“ соответствует -

Uao>Umi и (Л,ых<^0.

Ошибка при приеме возникает в том случае, когда значение огибающей помехи U„ на выходе фильтра, через который в дан­ ный момент сигнал не проходит, превышает значение огибающей суммы сигнала и помехи Ucn на выходе другого фильтра, через который в данный момент проходит сигнал.

Поскольку схема симметрична и параметры фильтров и соот­ ветствующих плеч дифференциального детектора идентичны (кро­ ме небольшого отличия по средней частоте нас-гройки), можно считать р(0/1) == р (1/0). Тогда, полагая р (0) —р (1) = 0,5, получим

В соответствии с приведенными выше соображениями

Принципиальное отличие от случая амплитудной манипуляции за­ ключается в том, что здесь не имеется определенного порога огра­ ничения Е0, превышение которого значением огибающей напряже­ ния помех приводило бы к ошибке. Напряжение помех Uu сравни­ вается здесь с величиной Ut-„, которая может принимать различ­ ные случайные текущие значения. Каждому текущему значению Uсп соответствует определенная вероятность pi его превышения

165

значениям огибающей напряжения помех Е„. Эта вероятность равна

/>1= 00J mu„)dU„.

исп

Так, например, текущим значениям Ucn, равным величинам а и б (рис. 4.37), соответствуют значения р и равные площадям заштри­ хованных участков кривой распределения вероятностей

Но различные текущие значения Uc„ имеют различные вероят­ ности. Поэтому величина р { также является случайной и для определения вероятности ошибки Рош нужно найти математиче­ ское ожидание величины p i как функции Ucn:

166

J 0

Входящий в (4.74) интеграл равен единице, поскольку подын­ тегральное выражение представляет собой функцию, описываю­ щую кривую дифференциального распределения вероятности для

Полученное выражение характеризует помехоустойчивость при некогерентном приеме частотно-манипулированных двоичных сиг­ налов.

Как видно из приведенных на рис. 4.38 кривых зависимости ве­ роятностиошибки при нёкогерентном приеме двоичных AM и ЧМ сигналов, помехоустойчивость при частотной манипуляции оказы­ вается заметно выше. Однако при этом следует учитывать, что при одинаковой амплитуде сигнала средняя мощность передатчи­ ка при частотной манипуляции (как во всякой системе с активной паузой) должна быть вдвое больше, чем при амплитудной мани­ пуляции. ' '

167

Важнейшим достоинством частотной манипуляции является от­ сутствие необходимости установления оптимального порога, что существенно повышает помехоустойчивость при наличии замира­ ний-.

Рои/

должны быть включены синхронные детекторы, напряжения кото­ рых затем сравниваются между, собой. Должно быть также обес­ печено согласование канала с сигналом. Можно показать, что при этих условиях помехоустойчивость определяется выражением

(4.25).

4.7.3. Помехоустойчивость некогерентного приема двоичных частотно-манипулированных сигналов при наличии замираний

Вероятность ошибки при гладких замираниях определяется выражением [12]

I

где /2о=/* — среднее статистическое значение коэффициента /2, полученное в ре­ зультате усреднения случайных значений, которые эта.величина принимает в процессе замираний.

108

Построенная в соответствии с выражением (1.76)- кривая зависимости Р()шчмъ от I приведена на рис. 4.38. Как видно из этого рисунка, замирания существенно снижают помехоустойчивость, которая все же оказывается более высокой, чем при приеме амилитудно-манипулмрованных замирающих сигналов (рис. 4.29; 4.38). Здесь положение облегчается тем, что, в отличие от случая амплитудной манипуляции, при ЧМ не требуется устройств для автоматической регулировки порогового уровня в процессе замираний.

§ 4.8. Передача двоичных сигналов методом фазовой манипуляции (КИМ—ФМ)

4.8.1.Спектр двоичных фазово-манипулированных сигналов

иэффективная полоса частот

Метод фазовой манипуляции был предложен в 1935 г. А. А. Пистолькорсом.

Наибольшая ширина спектра соответствует передаче сигнала (рис. 4.39,6), представляющего собой последовательность чере-

дующихся манипулированных по фазе на 180° посылок одинако­

Допустим, что указанный сигнал суммируется с неманипулированным напряжением той же частоты и амплитуды

ин= Umccosco*

169