Глава 4.

ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

1. ДИАЛОГОВЫЕ ЭЛЕКТРОМЕХАНИЧЕСКИЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ И ПРИБОРЫ

Измерительные преобразователи (ИП) являются структурной основой любого электро- и радиоизмерительного прибора.

Аналоговые электромеханические измерительные преобразова­тели и приборы прямого преобразования имеют очень широкое распространение. Структурная схема электромеханического изме­рительного прибора изображена на рис. 4.1. Она включает элек­тромеханический измерительный преобразователь (измерительный механизм — ИМ), отсчетное устройство, измерительную цепь. Элек­тромеханический преобразователь преобразует измеряемую элек­трическую величину (ток, напряжение) в механическую (переме­щение подвижной части механизма, обычно угловое), т. е. доступ-

^изм

Кзмерителз - нся u,eni

Змея/промеха ни чес- кий нреорразо- —>

За/773/73

Отсчетное

устройстЗо

Рис. 4.1

ную для восприятия орланами чувств человека. Отсчетое устрой­ство предназначено для отсчитывания значения перемещения под­вижной части преобразователя и значения входной величины. Оно состоит из указателя, жестко связанного с подвижной частью измерительного механизма, и неподвижной шкалы. Шкала пред­ставляет собой совокупность отметок, которые расположены вдоль определенной линии и изображают последовательность чисел, со­ответствующих значениям измеряемой величины. Измерительная цепь электромеханического измерительного прибора представляет собой обычно масштабный ИП (делитель, шунт, трансформатор и т. п.). Использование в качестве измерительной цепи преобра­зователей рода величины (термоэлектрического, выпрямительного и др.) изменяет название прибора по типу примененного первич­ного преобразователя.

ИП вместе с отсчетными устройствами выпускаются промыш­ленностью часто без специальной измерительной цепи и широко используются как самостоятельные приборы для измерения тока, напряжения, мощности и т. д., а также в качестве аналоговых выходных преобразователей сложных электрорадиоизмерительных приборов.

Общие сведения об электроизмерительных механизмах. Элек­троизмерительный механизм в самом общем плане состоит из под­вижной части и неподвижной. Обычно подвижная часть может вращаться относительно неподвижной оси. Положение подвижной части относительно неподвижной определяется одной координа­той— углом поворота, т. е. это система с одной степенью свобо­ды. Угол поворота несет информацию об измеряемой величине. Движение подвижной части механизма описывается дифферен­циальным уравнением, которое может быть записано на основе второго закона Ньютона для вращающихся тел:

(4.1)

где J — момент инерции подвижной части относительно оси вра­щения; а — угол поворота подвижной части; Mi — механические моменты, действующие на подвижную часть.

Какие механические моменты должны действовать на подвиж­ную часть для обеспечения функционирования измерительного ме­ханизма? Перемещение подвижной части должно проходить с зат­

ратой определенной работы на преодоление трения и на изменение запаса потенциальной энергии измерительного механизма. Поэто­му в каждом измерительном механизме должен, прежде всего, создаваться вращающий момент и совершаться работа за счет энергии электромагнитного поля, связанной с измеряемой вели­чиной. В зависимости от характера явления, используемого для создания вращающего момента, различают следующие системы измерительных механизмов и приборов:магнитоэлектрическая, электродинамическая, электростатическая, электромагнитная, ин­дукционная.

Стандартом установлены условные обозначения систем изме­рительных механизмов, которые наносятся на шкалы измеритель­ных приборов (см. табл. 5 Приложения).

Из курса физики известно, что вращающий момент, действую­щий на подвижную систему, с точностью до знака определяется производной от энергии магнитного или электрического полей по углу отклонения подвижной части:

Map^dW/da, (4.2)

где W — энергия магнитного поля системы контуров с токами или энергия электрического поля системы заряженных тел.

В общем случае вращающий момент может быть записан как функция углового положения а и измеряемой величины Q: М_вр = = kf(a) Qⁿ, где п= 1, 2, k — коэффициент пропорциональности. Так, в магнитоэлектрическом приборе вращающий момент не зависит от а, а п = 1; в электродинамическом, электромагнитном, электро­статическом имеется зависимость от а, а п = 2.

Бели на подвижную часть будет действовать только вращаю­щий момент, то она повернется на полный угол (до упора) неза­висимо от значения вращающего момента и измеряемой величины. Между тем каждому значению измеряемой величины должно со­ответствовать одно, вполне определенное значение угла отклоне­ния подвижной части. Для этого на подвижную часть механизма должен действовать второй момент, направленный против вра­щающего момента, который бы изменялся с отклонением подвиж­ной части и уравновешивал вращающий момент. Это так назы­ваемый противодействующий момент. В большинстве современных измерительных механизмов противодействующий момент создает­ся при помощи плоских спиральных пружинок, изготавливаемых из специальной бронзы. В некоторых механизмах противодейст­вующий момент создается растяжками или подвесами, на кото­рых крепится подвижная часть.

Противодействующий момент пропорционален углу закручива­ния а: М_пР = —k_Ma, где k_M — удельный противодействующий мо­мент (момент, возникающий при закручивании пружины на угол в один радиан). Знак «минус» в выражении для противодействую­щего момента обусловлен тем, что он всегда направлен против

вращающего момента, направление которого принято за поло­жительное.

Шкала

В настоящее время большое распространение получили меха­низмы, в которых противодействующий момент создается электри­чески — таким же способом, как и вращающий. Такие механизмы и приборы называют логометрами, они обладают большими изме­рительными возможностями по сравнению с механизмами с меха­нически создаваемым про­тиводействующим момен­том, например позволяют измерять отношение вели­чин.

Следует заметить, что угловое отклонение в ус­тановившемся режиме оп­ределяется только момен­тами М_вр и М_пр. На рис.

2. показан график уста­новившихся углов откло­нения а в зависимости от измеряемой величины и вращающего момента M(Q). Здесь же показана шкала значений измеряе­мой величины.

Чтобы движение подвижной части было апериодическим, плав­ным, удобным для снятия показаний, предусматривается действие на подвижную часть момента успокоения. Момент успокоения соз­дается специальным устройством — успокоителем (демпфером), который строится так, чтобы в нем возникал момент только при движении подвижной части и всегда в направлении, противопо­ложном направлению движения. Следовательно, момент успокое­ния должен быть связан со скоростью движения, а не с углом отклонения. Такой момент успокоения, действуя в процессе дви­жения и успокаивая колебания подвижной части, не отразится на величине установившегося отклонения.

В большинстве случаев момент успокоения пропорционален угловой скорости Муса = Gda/dt, где G — коэффициент успокоения. При реализации механизма неизбежно сталкиваются с моментом, действующим на подвижную часть всегда в сторону, противопо­ложную движению — моментом трения, обусловленным трением между осью и опорой. Момент трения Л4_тр зависит от качества материалов и обработки поверхности оси и опорного камня, за­грязненности поверхностей, радиусов закругления, массы подвиж­ной части, влажности и многих других факторов. Поэтому о ве­личине момента трення можно судить лишь приблизительно. Чаще всего стремятся оценить наибольшее его значение. Трение про­является в наличии вариации показаний — неодинаковых показа­ниях прибора при установке измеряемой величины снизу и сверху.

Подставляя в (4.1) выражения для моментов М_вр, М_пр, М_усп, учитывая, что момент трения есть величина случайная и его наи­большее значение значительно меньше других моментов, получаем уравнение движения подвижной части механизма:

^J +G ^{а = М}в_Р № «)• (4-3)

dt^z dt

Таким образом, уравнение движения подвижной части измери­тельного механизма представляет собой дифференциальное урав­нение 2-го порядка с постоянными коэффициентами и правой частью. Изучавшим радиотехнику знакомы способы решения та­кого уравнения. Оно описывает процессы в колебательном кон­туре. Отметим, что в электроизмерительных механизмах, приме­няемых для измерения тока, напряжения, мощности, обычно ис­пользуется апериодический режим движения подвижной системы, что обеспечивается следующим соотношением между параметра­ми механизма: (G²/4/²) ^kj] = азг₀, где шо — собственная частота свободных механических колебаний подвижной части.

Общие конструктивные узлы измерительных механизмов (ИМ) и приборов. Рассмотрим способы установки подвижной части ИМ. Различают три способа обеспечения вращения подвижной части ИМ: установка на осях, крепление иа растяжках и на подвесе.

При установке на осях, представляющих собой стальную проволоку диамет­ром 0,3... 1,5 мм с заостренными и зашлифованными концами (кернами), по­следние располагаются в опорах-подпятниках, на самом конце кери закругля­ется. Иногда ось представляет собой тонкую трубку с кернами на концах. Конструктивно установка подвижной части на кернах осуществляется различ­ными способами. Очень часто к подвижной части механизма с обмоткой вмес­то цельной оси прикрепляют две буксы, в которые вставляют относительно ко­роткие, заостренные полуоси, заканчивающиеся кернами. Подпятники делают из твердых сортов камня (агат, корунд, рубин). Несмотря на малую массу подвижной части прибора, обычно составляющий несколько граммов, механи­ческие напряжения в материалах керна и подпятника вследствие небольшой их площади соприкосновения достигают огромных величин, нигде в машинострое­нии не принятых.

Существенным недостатком установки подвижной части на кернах явля­ется наличие момента трения, вносящего погрешности в ^показания прибора.

В последние годы получили распространение измерительные механизмы с установкой подвижной части на растяжках. Растяжки представляют собой тон­кие ленточки из оловянно-цинковой фосфористой, кадмиевой или бериллиевой бронзы, на которых подвешивается подвижная часть. Растяжки, закрепленные на пружинах, образуют ось вращения и создают противодействующий момент. В качестве указателя на подвижной части устанавливается стрелка или зер­кальце. В особо чувствительных механизмах (гальванометрах) подвижная часть устанавливается на подвесе, т. е. подвешивается иа тонкой бронзовой ленте.

В механизмах, использующих растяжки или подвес, трение практически отсутствует, что позволяет создать очень чувствительные нли очень точные приборы. Кратко остановимся на отсчетном устройстве показывающего аналого­вого прибора, состоящем из указателя и шкалы.

Указатели делятся на стрелочные и световые. Стрелки показывающих при­боров изготавливают из тонкого листового алюминия или алюминиевой трубоч­ки. Световые указатели выполняются в виде оптических приспособлений, прое­цирующих световой луч с помощью подвижного и неподвижного зеркал на шкалу прибора. Световые указатели обладают важными преимуществами: преж­де всего позволяют повысить чувствительность за счет того, что угол поворота отраженного луча вдвое больше угла поворота подвижного зеркальца, а также из-за того, что длину отраженного луча, от которой зависит перемещение ука­зателя по шкале, можно сделать достаточно большой (1 ... 1,5 м). Кроме того, световой указатель не имеет погрешности от параллакса, т. е. получение разных отсчетов при неподвижной стрелке в зависимости от изменения точки наблю­дения. В последние годы получили распространение узкопрофильные электроме­ханические измерительные приборы со световым указателем. Для уменьшения погрешности за счет параллакса в случае стрелочного указателя шкалу снабжа­ют зеркалом, отсчет производится тогда, когда стрелка и ее изображение в зеркале совпадают. Шкала наносится на циферблате прибора и представляет собой, как отмечалось, совокупность отметок, изображающих ряд последователь­ных чисел, соответствующих значениям измеряемой величины. Расстояние меж­ду двумя соседними отметками называется делением шкалы, а изменение из­меряемой величины, вызывающее перемещение указателя на одно деление, — ценой деления. Цена деления обычно выбирается из условия: £>>Д, где Д — суммарная погрешность прибора. У многих приборов D=2A или D = 4Д. Кроме того, цена деления должна определяться по формуле D=A/n=k- 10^г, где А — предел измерения по шкале, п — число делений шкалы, k=\, 2, 5; г — любое целое число или нуль. Шкалы могут быть равномерными и неравномерными. Это зависит от системы измерительного механизма. Предпочтительной является равномерная шкала, по которой отсчет производится точнее. На циферблате прибора, кроме шкалы наносятся условные обозначения в соответствии с ГОСТ 23217—78.

Для достаточно быстрого успокоения колебании подвижной части почти все показывающие приборы непосредственной оценки снабжаются успокоителя­ми. Применяются воздушные я магнитоиндукционные успокоители.

Воздушные успокоители применяют двух типов: поршневые и крыльчатые. На оси подвижной части жестко укрепляются алюминиевое крылышко или пор­шенек, которые могут свободно перемещаться внутри закрытой камеры. При пе­ремещении возникает сопротивление воздуха, быстро успокаивающее колебания подвижной части. Магнитоиндукционные успокоители состоят из постоянного магнита и элемента в виде алюминиевого сектора, диска, пластины, жестко связанного с осью подвижной части. При пересечении магнитного потока в нем индуктируются токи. Воздействие этих токов с магнитным полем постоянного магнита создает тормозящий успокаивающий момент.

Время успокоения оценивается количественно; за время успокоения приме­няется время с момента подачи измеряемой величины до момента, когда отли­чие показания прибора от установившегося не превысит 1 % от длины шкалы.

С осью подвижной части механически связывается корректор, необходимый для плавной установки стрелки на нулевую отметку шкалы у невключенного прибора. Корректор состоит из поводка я стержня, эксцентрически насаженного на винт. Поводок имеет вилку, захватывающую стержень. Когда винт, выведен­ный на корпус прибора, поворачивают в какую-либо сторону, тем самым пере­мещают вокруг оси поводок корректора и прикрепленный к нему конец спи­ральной противодействующей пружины, которая поворачивает ось вместе с ук­репленной на ней стрелкой. Подвижная часть механизма требует тщательной балансировки. С этой целью иа оси укрепляются усики и грузики. Для удобст­ва балансировки иа усиках и грузиках имеется резьба.

Уравнение преобразования. Чувствительность. Порог чувстви­тельности. Вариация. Выразим угловое отклонение в установив­шемся режиме. Для этого в (4.3) положим d^za/dt²-=da/dt = 0 и разрешим его относительно а, т. е. a=(p(Q, k_M), где Q — измеряе­мая величина. Полученное уравнение преобразования носит наз­вание уравнения шкалы электромеханического измерительного прибора.

Чувствительность прибора выражается отношением перемеще­ния указателя к соответствующему изменению измеряемой вели­чины. В общем случае неравномерной шкалы чувствительность S_Q = daldQ различна в разных точках шкалы. Величина, обратная чувствительности прибора, называется постоянной прибора = 1 ISq. Как указывалось выше, шкала прибора характеризуется ценой деления. Очевидно, если чувствительность выражается чис­лом делений на единицу измеряемой величины, то цена деления и постоянная прибора совпадают. Чувствительность прибора не сле­дует смешивать с порогом чувствительности прибора, под кото­рым понимается значение измеряемой величины, равное абсолют­ной погрешности прибора. Порог чувствительности совпадает со значением разрешающей способности. Очевидно, относительная погрешность измерения величины, равной порогу чувствительности, составляет 100%.

Для показывающих электромеханических измерительных при­боров отдельно нормируется случайная погрешность от трения. Вводится величина: вариация показаний в данной точке шкалы, которая определяется экспериментально как наибольшая по абсо­лютной величине разность показаний при возрастающих и убы­вающих значениях измеряемой величины: Ь=]<2_Измв—<2нзми|- Ва­риация показаний не должна превышать удвоенного значения пре­дела допускаемой погрешности прибора.

2. МАГНИТОЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ МЕХАНИЗМЫ И ПРИБОРЫ

Принцип действия и устройство. Принцип работы магнитоэлек­трического измерительного механизма состоит в использовании механического взаимодействия катушки с током (рамки) и поля постоянного магнита. Конструктивно они выполняются с подвиж­ной катушкой и подвижным магнитом. В свою очередь система с подвижной катушкой имеет конструкции с внешним магнитом и с внутренним магнитом. Наибольшее распространение получили магнитоэлектрические ИМ с внешним по отношению к катушке магнитом. Его конструкция показана на рис. 4.3.

Магнитная цепь образуется постоянным магнитом 1, магнито- проводом 2 с полюсными наконечниками 3 и цилиндрическим сер­дечником 4. Постоянный магнит изготавливается из высококоэр­цитивной стали. Форма магнита в виде сравнительно короткого бруска удобна для применения материалов с высокой энергией типа железо-никель-алюминиевых сплавов, трудно поддающихся механической обработке. Полюсные наконечники и сердечник вы­полняют из магнитомягких материалов. Равномерный кольцевой зазор между двумя цилиндрически ми поверхностями, образован­ными полюсными наконечниками и сердечником, составляет при­мерно 2 мм и обеспечивает возможность создания в зазоре очень сильного равномерного радиального магнитного поля с магнитной индукцией 6 = 0,2... 0,4 Тл.

В воздушном зазоре между сердечником и полюсными нако­нечниками размещается подвижная прямоугольная рамка 5, сво­бодно охватывающая сердечник. Рамка изготавливается обычно из алюминиевого каркаса, на который намотана изолированная медная или алюминиевая проволока диаметрам 0,03... 0,2 мм. Алюминиевый каркас обеспечивает необходимую жесткость рамки и выполняет роль успокоителя, поскольку при повороте катушки в каркасе индуцируется ЭДС и возникает вихревой ток, препят­ствующий движению рамки. Рамка устанавливается на полуосях. Керны полуосей опираются на подпятники 6, связанные с корпу­сом прибора. На одной из полуосей укреплена стрелка 7, которая уравновешивается грузиками 8, 9, укрепленными на усиках. Для создания противодействующего момента используются две спи­ральные пружины 10, которые одновременно служат для подвода тока к рамке.

Внутренние концы спиральных пружинок крепятся к пружино- держателю рамки, наружный конец одной пружинки прикреплен к неподвижной части прибора, а другой —к поводку корректора.

Уравнение преобразования. Выведем уравнение преобразования ■a=(p(Q, &„). При протекании тока по проводу катушки рамки на последний будет действовать сила, направление которой можно ■определить по правилу правой руки. На рис. 4.4 изображена ка­тушка, состоящая из одного витка, показаны направления тока I,

магнитного поля В и сил F, образующих вращающий момент М_вр. Вращающий момент может быть получен из общего уравнения

2. , если выразить энергию катушки с током в магнитном поле. Энергия выражается формулой:

W=^In + LP/2, (4.4)

где I — ток через катушку, ф —магнитный поток, пронизывающий контур катушки, п — число витков, L — индуктивность катушки.

Магнитный поток можно вычислить, если звать магнитную ин­дукцию на любой поверхности, замыкающей контур. В нашем случае магнитное поле сконцентрировано в цилиндрическом зазо­ре, где оно распределено равномерно и направлено нормально к поверхности. Обозначим магнитную индукцию В. В качесте поверх­ности, замыкающей контур, следует брать половину цилиндричес­кой поверхности S (диаметр кругового цилиндра равен ширине рамки Ь, длина цилиндрической поверхности — длине рамки I) и половины двух торцовых поверхностей. Сразу же отметим, что магнитный поток через эти торцовые поверхности будет равен нулю, поскольку магнитная индукция касательна к этим поверх­ностям. Обратим внимание также на то, что магнитный поток че­рез цилиндрическую поверхность Sabcd может быть представлен суммой потоков через поверхности 5_аь и Sbcd (ом. рис. 4.4). Оче­видно, можно записать ф = фаь + фьс<г=фаь + фбс—фс<г = 2ф_аь-

Учитывая соотношение между длиной дуги круга т и углом а, выраженным в радианах, m = 0,5fra, получаем магнитный поток, пронизывающий контур катушки, в виде ф = 2ф_аЬ = 2Blm=Blba и энергию катушки в магнитном поле

W=Bflbna + L/²/2. (4.5)

Дифференцируя (4.5) no а и учитывая, что индуктивность катуш­ки остается неизменной при ее повороте в зазоре с равномерно распределенным полем, получаем выражение для вращающего момента:

м = В/Дп. (4.6)

да

Противодействующий момент, создаваемый спиральными пружи­нами, как известно, определяется выражением М_пр =—k_Ma. Тогда угол отклонения а можно выразить из условия равенства момен­тов М_вр и М_пр:

a = BblnI/k_M. (4.7)

Это есть искомое уравнение преобразования (уравнение шкалы). Отклонение подвижной катушки пропорционально току, т. е. шка­ла равномерна.

Чувствительность прибора одинакова во всех точках шкалы и равна

S_I = alI=Bbln/k_t,_u (4.8)

Из выражения (4.7) следует, что при перемене направления тока в рамке 'изменяется знак вращающего момента и направление от­клонения рамки.

Решение уравнения движения (4.3) показывает, что яри вклю­чении магнитоэлектрического прибора в цепь переменного тока отклонение подвижной части а определяется соотношением часто­ты переменного тока <в к собственной частоте колебаний подвиж­ной части <»о= Vkn//. Если а»2>«>о, то подвижная часть системы не успевает следовать за изменением вращающего момента. От­клонение подвижной части а определяется средним за период Т значением вращающего момента

1 с 1, / д I. В I bn f • / I, ,j В I bn г f В I bti U лт)

« = —- JMbp⁽0* = —— \i{t)dt = — /_СР = —

* О * Q «м «м °

(4.9)

где i(t) — зависимость тока от времени, /_ср — среднее значение тока, R —сопротивление рамки.

Таким образом, угол отклонения пропорционален постоянной составляющей тока через рамку. Для гармонического тока а = 0; в случае же колебаний сложной формы показания магнитоэлек­трического ИП определяются постоянной составляющей. Обычно /о='(0о/2л составляет единицы герц, поэтому при включении магни­тоэлектрических приборов в цепь синусоидального тока с частотой f> 10... 15 Гц отклонение их подвижной части близко к нулю.

Основные свойства и область применения. Благодаря большой индукции в зазоре магнитоэлектрические приборы обладают вы­сокой чувствительностью (до 0,01 мкА/дел.); вследствие концен­трации магнитного поля в зазоре достигается помехозащищенность от внешних магнитных полей и высокочастотных помех; стабиль­ность показаний способствует высокой точности измерений (класс до 0,05); для приборов этого типа характерны равномерная шка­ла и малое собственное потребление энергии (10 ⁵ ... 10^⁶ Вт), но так как измеряемый ток проходит через тонкие спиральные пру­жинки, перегрузочная способность приборов мала. Стоимость маг­нитоэлектрических ИП сравнительно высока.

Обычно считают, что магнитоэлектрические приборы пригодны только для измерений на постоянном токе. Но это не совсем так. При равенстве частот to = со₀ подвижная часть ИП будет перио­дически отклоняться в обе стороны от нулевого положения с мак­симальной амплитудой, пропорциональной амплитуде переменно­го тока, с частотой co»®₀ и с запаздыванием по фазе, близким к я/2. На этом свойстве магнитоэлектрического механизма основано действие так называемых вибрационных частотомеров н чувстви­тельных вибрационных гальванометров, в которых используется явление механического резонанса. При частотах отклоне­

ния подвижной части пропорциональны мгновенным значениям вращающего момента. Этот режим используется в магнитоэлек­трических шлейфовых осциллограммах. Как видим, магнитоэлек­трические ИМ используются и па переменном токе. Однако глав­

ная область применения магнитоэлектрических ИМ является из­мерение постоянных токов и напряжений ib составе электромеха­нических амперметров и вольтметров, а также совместно с ИП переменного напряжения в постоянное. Токопроводящие пружинки магнитоэлектрического механизма могут пропускать малый ток, не превышающий 20... 50 мА. Магнитоэлектрические ИП непосред­ственно могут применяться юак микроамперметры, миллиампер­метры и милливольтметры. В магнитоэлектрических амперметрах и вольтметрах постоянного тока используют в качестве измери­тельной цепи масштабные преобразователи — шунты и добавоч­ные сопротивления.

На рис. 4.5,а, б показаны схемы включения магнитоэлектри­ческих амперметров. Применение шунта позволяет повысить пре-

<z>

э—>-

/Р-

а)

Ю

Рис. 4.5

делы измерения тока, поскольку через шунт протекает большая часть тока. Сопротивление шунта

(4.10)

где N = IIIр, I — измеряемый ток, /_р —ток через рамку, R_p— соп­ротивление рамки.

Чувствительность амперметра, состоящего из ИМ и шунта, можно выразить как

(4.11>

1

£(ш) __JN _ ^lS/^HM) h __ £(им) / Rp J Im ~f" I d \ Rm

An + A>

где Si^(HM> — чувствительность измерительного механизма, R_p, R_m — сопротивления рамки и шунта.

На рис. 4.5,в показана схема соединения магнитоэлектрическо­го вольтметра. Ток через вольтметр должен быть малым, что дос­тигается 'включением последовательно с катушкой магнитоэлек­трического ИМ резистора R_no6 с достаточно большим сопротив­лением.

Величина добавочного сопротивления, очевидно, выразится как Ядоб=(Н//р)-Д_Р. (4.12)

Чувствительность магнитоэлектрического .вольтметра с добавоч­ным сопротивлением

осд, а 5<““>/_р S'™’ ЯГ’ _//11Чч

Ьи =—- = = да (4.13)

U (R + Ядоб) Ядоб + Я Ядоб

Как примеры серийных магнитоэлектрических приборов, можно привести щитовые приборы, используемые в качестве выходного в аналоговых электро- радиоизмерительных устройствах, с подвижной частью на кернах с внешним магнитом — М-2002 (пределы 0... 25 мкА, класс 1, 5, сопротивление рамки R = 3 кОм, время успокоения т=4 с), с внутренним магнитом — М-263М (0... ...50 мкА; 1, 5; 900 Ом; 3 с) и с подвижной частью на растяжках и с внешним электромагнитом — М-1400 (25... 0... 25 мкА; 1350 Ом; 1, 5, 4 с), а также образцовые переносные приборы с подвижной частью на растяжках — М-1109 (0—1,5 мА; 0—600 мВ; 400 Ом; 0, 2, 4 с) и высокочувствительные гальвано­метры на подвесе М-17/5 (с= 1,8-10^—9 А/мм, R = 90 Ом).

3. ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ В ПОСТОЯННОЕ

Измерительная операция преобразования .переменных электри­ческих сигналов в .постоянное напряжение является одной из са­мых распространенных в технике электрорадиоизмерений.

Наиболее широко применяемыми измерительными преобразова­телями этого типа являются выпрямительные и термоэлектричес­кие. Выпрямительные преобразователи используют выпрямление (детектирование) переменного тока с помощью нелинейных эле­ментов— вакуумных и полупроводниковых диодов (детекторов). В силу этого выпрямительные измерительные преобразователи на­зывают детекторами.

Термоэлектрические измерительные преобразователи исполь­зуют нагрев переменным током горячего спая термопары, возник­новение термо-ЭДС и постоянного тока в цепи термопары.

Прежде чем рассматривать вопросы преобразования перемен­ного напряжения и тока в постоянные, напомним, что переменное напряжение характеризуется четырьмя основными параметрами.

Пиковое значение U_m (для гармонического колебания — ам­плитудное) — это наибольшее мгновенное значение напряжения u(t) за время измерения Т (или за 'период Т). Если напряжение за время измерения или период изменяет знак, а кривая .напря­жения несимметрична, то различают положительные и отрица­тельные пиковые значения.

Среднее значение .За 'время измерения (или за период) — это постоянная составляющая напряжения u(t):

U₀ = —\u(t)dt. <4.14)

^т о

Средневыпрямленное значение (СВЗ) — среднее значение аб­солютного значения напряжения

U_CB = -±-J\u(t)\dt. (4.15)

¹ о

Среднеквадратическое значение (СКЗ) — это положительный корень квадратный из среднего значения квадрата напряжения:

j/yju^a(f)*- (4-16)

Совокупность значений переменного напряжения является ин­тегральной характеристикой его формы. В практике измерений для этого используют коэффициенты формы k$, амплитуды k_a, усреднения k_y (табл. 4.1): &ф=(У/£/_св, k_a=U_mjU, £у = 6_ф6_а = 1Лп/Н_св.

Таблица 4.1

Коэффициенты k_a, кф, k_y для напряжений различной формы

Напряжение			Ч
Синусоидальное	1,41	1,11	1,56
Однополярное пилообразное	1,73	1,16	2,00
Прямоугольной формы с симметричными полупе-	1	1	1
риодами — меандр

Коэффициенты k_a, кф, k_y позволяют получать значения пере­менного напряжения, если известно одно из них и форма напря­жения.

Остановимся сначала на 'выпрямительных измерительных пре­образователях. Они предназначаются для выпрямления (детекти­рования) переменного тока, превращения его в пульсирующий ток, среднее значение которого представляет собой выходную величину и может быть пропорционально пиковому (амплитудному), сред- невыпрямленному или среднеквадратнческому значениям входной величины. В зависимости от этого различают следующие основные типы выпрямительных измерительных преобразователей: пиковые (амплитудные) детекторы, детекторы средпсвыпрямленпого и сред­неквадратического значения.

Пиковые (амплитудные) детекторы. Пиковый детектор — это измерительный преобразователь, на выходе которого постоянная составляющая непосредственно соответствует пиковому значению напряжения на входе.

Принципиальные электрические схемы пиковых детекторов изо­бражены на рис. 4.6,а — последовательный детектор с открытым входом и б — параллельный детектор с закрытым входом.

В пиковом детекторе с открытым входом постоянная составля­ющая выходного сигнала содержит постоянную составляющую входного сигнала, если таковая имеется. В детекторе же с закры­тым входом постоянная составляющая выходного сигнала не со­держит постоянной составляющей входного сигнала — для нее вход закрыт. Пиковый детектор должен обязательно содержать элемент, запоминающий пиковое значение напряжения. Таким эле­ментом обычно является конденсатор, заряжаемый до пикового значения через диод.

Остановимся на пиковом детекторе с открытым входом. Рас­смотрим случай, когда на вход поступает синусоидальное напря­жение u_BX—U_m sin со/.

В положительные полупериоды входного напряжения и_вх про­исходит заряд конденсатора С через малое прямое сопротивление диода Р_д и внутреннее сопротивление источника Ri. В отрицатель­ные полупериоды конденсатор разряжается через большое сопро­тивление R (рис. 4.7,а). Постоянная времени разряда много боль­

Рнс. 4.7

ше постоянной времени заряда т_Р = РСЗ>Тз= [Я_л + Яг] С. Поэтому напряжение на конденсаторе возрастает и через несколько перио­дов на обкладках устанавливается постоянное напряжение Uc (•постоянная составляющая пульсирующего напряжения), почти равное амплитуде входного напряжения U_m. Поскольку U_c все же несколько меньше U_m вследствие разряда конденсатора во время отрицательного полупериода, то в течение времени, .когда u_B]i>U_c, через диод будут проходить импульсы тока, пополняющие заряд кондеиастора. Через диод будет проходить ток в течение пеболь-

шой части периода, характеризуемый углом отсечки 0. Напряже­ние на конденсаторе, как это следует из рисунка, можно записать в виде:

(4.17)

f/c~t/mSin(90°—0) = (7_miCOS0.

Отсюда можно выразить коэффициент передачи пикового де­тектора, как

(4.18)

K_A= Uc/U_m~'COS 0.

Будем считать U_c постоянным и течение периода входного на­пряжения. Полагая равными в установившемся режиме приобре­таемый и теряемый емкостью С электрические заряды, можно по­лучить выражение для угла отсечки [23]:

(4.19)

Подставляя (4.19) в (4.18) и ограничиваясь первыми двумя членами разложения косинуса в степенной ряд, можно получить

[14]

(4.20)

/Сд=1-2,22[(#_г- + Я_д)/Яр/з.

Отсюда следует, что с уменьшением отношения (Ri-\- Rn)lR коэф­фициент передачи /С_д-»-1. Однако возможности уменьшения этого отношения весьма ограничены. Наибольшее значение R обычно не превышает 10 МОм и ограничено сопротивлением утечки и шунтирующим действием входного сопротивления последующего каскада. Сопротивление диода R_a составляет около 1 кОм. Даже при Ri = 0 К_л=0,998, а при Ri — 10 «Ом /<_д уменьшается до 0,951.

На практике при использовании пикового детектора прини­мают /С_д = 1, выражение же (4.20) используется для оценки систе­матической погрешности, обусловленной зарядом и разрядом кон­денсатора в течение периода.

Соотношение (4.19) получено в предположении о неизменном и_с. Это предположение может быть реализовано лишь при С-*-оо. Но с ростем емкости уменьшается сопротивление утечки конден­сатора, уменьшаются R и К_д. Емкость не может быть слишком большой (обычно она порядка десяти тысяч пикофарад) и прихо­дится учитывать уменьшение Uc за время разряда емкости. Это обстоятельство является источником систематической погрешности, которая будет рассмотрена ниже. Отметим, что выделить постоян­ную составляющую U_c из пульсирующего напряжения ис можно с помощью магнитоэлектрического прибора.

Если на вход схемы, показанной на рис. 4.6,а, подать напря­жение «_зх= U_Q + U_m sin со^, в котором содержится как переменная, так и постоянная составляющие, то, очевидно, конденсатор С за­рядится до напряжения, определяемого суммой постоянной и ам­плитуды переменной составляющих, т. е. до пикового значения U'm — Uo + U_m. Таким образом, на выходе пикового детектора с открытым входом имеет место постоянное напряжение U_c, учиты­

вающее как переменную, так и постоянную составляющие на вхо­де. Для исключения пульсаций выходного напряжения на выходе включается фильтр нижних частот.

Рассмотрим теперь пиковый детектор с закрытым входом (рис. 4.6,6). Пусть на вход подводится синусоидальное напряжение u_Bx = U_m sin cot. В течение нескольких положительных полулерио- дов «вх конденсатор С заряжается через сопротивление диода #_д и внутреннее сопротивление источника R_t почти до значения U_m. Разряд происходит в отрицательные полупериоды через очень большое сопротивление R и внутреннее сопротивление источника Ri. Постоянная времени разряда много больше постоянной вре­мени заряда т_Р=(Я + Яг)С»тз= (Яд + Я*)С. Поэтому напряжение и_с за время отрицательного полупериода изменится очень мало. Заряженный конденсатор можно рассматривать как источник пос­тоянного напряжения U_c^U_m-

Рассмотрим напряжение на нагрузочном резисторе R. Из схе­мы рис. 4.6,6 следует: u_R = u_BX—и_с^и_вк—Uc = U_msin<ot—U_c. Ког­да входное напряжение достигает положительного максимума, t/н — О (рис. 4.7,6). При отрицательном максимуме u_R—2U_m, поскольку U_c~U_m.

Видим, что на резисторе выделяется пульсирующее напряже­ние. Среднее значение этого напряжения примерно равно U_m. За­метим, что измерить его с помощью магнитоэлектрического при­бора затруднительно, поскольку на низких частотах заметно ко­леблется стрелка. В связи с этим напряжение и и сначала подает­ся на фильтр нижних частот, который пропускает постоянную составляющую U_c~U_m, а затем измеряется вольтметром постоян- ного тока.

Если входное напряжение представляет собой переменное нап­ряжение, то обе схемы детектора дают одинаковые результаты: постоянная составляющая напряжения на конденсаторах весьма близка к U_m, т. е. равна амплитуде измеряемого напряжения. Если же входное напряжение п_вх содержит постоянную составляющую u_BX=U₀ + U_msincot, то конденсатор зарядится дополнительно и на­пряжение на конденсаторе увеличится на U₀, т. е. U_c~U_m + U₀. Полярность этой дополнительной постоянной составляющей на конденсаторе (—С/о) будет обратной полярности постоянной со­ставляющей С/₀, действующей на входе. Сумма этих напряжений на резисторе R будет равна нулю, а постоянная составляющая выходного напряжения не будет содержать постоянной составляю­щей входного напряжения.

Пиковый детектор с закрытым входом позволяет выделить из пульсирующего напряжения на входе только переменную состав­ляющую в виде постоянной составляющей выходного напряжения, равной амплитуде переменной составляющей.

Пиковые детекторы применяются также для преобразования импульсных сигналов в постоянное напряжение, соответствующее амплитуде импульсов. Определенные трудности возникают при преобразовании последовательности импульсов большой окааж- ности, а также редко повторяющихся и одиночных импульсов. Эти трудности обусловлены тем, что напряжение на конденсаторе пикового детектора оказывается меньше амплитуды импульсов U_m, так как за время паузы конденсатор успевает разрядиться. Это приводит к погрешности, зависящей от скважности импульсов. Для преобразования редко повторяющихся, в том числе одиночных им­пульсов, пиковые детекторы используются в специальном режиме расширения импульсов.

Расширение сводится к увеличению длительности измеряемого импульса до значения, достаточного для измерения его вольтмет­ром постоянного напряжения. При использовании цифровых вольт­метров эта длительность должна составить несколько миллисе­кунд.

Остановимся на вопросе о входном сопротивлении пикового детектора. Это важно, [поскольку пиковые детекторы часто исполь­зуются в качестве первых каскадов вольтметров. Особенности входного сопротивления могут быть проанализированы из рассмот­рения эквивалентной схемы рис. 4.8,а, где L₀, Rq, С₀ — распреде­

ленные индуктивность, активное сопротивление, емкость подводя­щих проводов, Rдиэл — активное сопротивление, обусловленное по­терями в диэлектрике, R_BX — входное активное сопротивление де­тектора, С_д — междуэлектродная емкость диода.

Для уменьшения влияния паразитных параметров на входное сопротивление детектора, последний часто (выполняется в виде вы­носного пробника, благодаря чему длина проводов существенно уменьшается.

Входные активные сопротивления у детекторов с открытым и закрытым входом не одинаковы:

Rbx откр = -^/2/Сд, Rbx закр ⁼ RI (2Кд + 1),

где Ка — коэффициент передачи детектора. В связи с тем, что Кд«1,

Явхо_ткр«Я/2, a Rbx закр ~/?/3.

Как будет изменяться входное сопротивление детектора в диа­пазоне частот? На -низких частотах эквивалентная схема (рис.

6. представляет собой -параллельное соединение -входного ак­тивного сопротивления детектора R_BX и емкости монтажа С₀, со­ставляющей обычно единицы пикофарад.

С ростом частоты начинает сказываться и индуктивность вво­дов (рис. 4.8,в). Тогда эквивалентная входная емкость С'_вх может быть оценена так:

где со_Р — резонансная частота контура, образованного L₀ и С_вх = = Со + С_д. Можно видеть, что вблизи резонансной частоты сильно будет возрастать эквивалентная входная емкость.

По мере приближения к резонансу начинает оказываться шун­тирующее действие потерь в диэлектрике, уменьшающее входное сопротивление вольтметра, растет активное сопротивление подво­дящих проводов за счет поверхностного эффекта. На СВЧ начи­нает сказываться инерция электронов — конечное время пролета электронами междуэлектродного пространства в вакуумном диоде.

Оценим изменение коэффициента преобразования детектора, обусловленное влиянием L₀ и С_вх. Обращаясь к эквивалентной схеме (рис. 4.8,а) и полагая R_BX^> (1/wCbx), получаем напряжение U_д на нагрузке детектора в виде

ш С_вх IcoZ-o—I / со С_вх (

и коэффициент преобразования K_af=U_a!U_w = \/(l~ со²/со²_Р).

Чтобы расширить частотный диапазон, необходимо увеличить резонансную частоту детектора. Пределом уменьшения паразит­ных параметров является емкость анод — катод диода С_д и индук­тивность его выводов. Резонансная частота детекторных головок составляет 1...2 ГГц.

На СВЧ начинает сказываться конечное время пролета элек­тронов в диоде от катода к аноду. За время, когда напряжение на аноде превышает напряжение на катоде, не все электроны успевают достигнуть катода и импульс тока уменьшается. Это приводит к менее интенсивному заряду конденсатора Сив ре­зультате к изменению коэффициента преобразования детектора:

K_nx^U_c/U_m=l-kdf/VU_m,

где / — рабочая частота; d — расстояние между анодом и като­дом, k — постоянный коэффициент, зависящий от конструкции дио­да (для параллельных электродов k = 7• 10^_6-м^_1-Гц^-1-В^1/2).

В погрешность преобразования 6К_Л синусоидального напряже­ния входят следующие частные систематические погрешности:

относительная погрешность, обусловленная отклонением коэф­фициента преобразования от единицы вследствие разряда конден­сатора

61=*_д-1 —2,22[

относительная погрешность из-за резонанса во входной цепи

относительная погрешность за счет конечного времени пролета электронов междуэлектродного пространства

6,=*_дх-1 = -ы//1/1а7,

а также случайная погрешность вследствие нестабильности соп­ротивлений R, Яд.

Детектор среднеквадратического значения. Детектор средне­квадратического значения (СКЗ) — это измерительный преобра­зователь переменного напряжения в постоянное, пропорциональ­ное квадрату СКЗ переменного напряжения. Измерение СКЗ нап­ряжения связано с (выполнением квадрирования, усреднения и из­влечением квадратного корня [ем. (4.16)]. Первые две осущест­вляются детектором. Операция извлечения корня должна осуще­ствляться градуировкой аналогового измерительного прибора, под­ключаемого к выходу детектора СКЗ. Таким образом, детектор СКЗ должен иметь квадратичную функцию преобразования, а сам нелинейный элемент квадратичную вольт-амиерную характерис­тику.

Детектор СКЗ при этих условиях позволяет осуществлять пре­образование в постоянное напряжение СКЗ переменных напряже­ний несинусоидальной формы, поскольку U²= У U²_h, где U² —

*=о

СКЗ напряжения несинусоидальной формы, U_h — СКЗ гармони­ческих составляющих.

В качестве нелинейного элемента детектора, имеющего квадра­тичную вольт-амперную характеристику (ВАХ), можно, например, использовать начальный участок ВАХ полупроводникового днода. Однако участок этот имеет очень малую протяженность. Полу­проводниковые диоды имеют большой разброс параметров на этом участке характеристики. Поэтому большее распространение полу­чили детекторы на основе диодной цепочки. Такая цепочка позво­ляет получить квадратичную ВАХ в результате кусочно-линейной аппроксимации параболической кривой. Схема квадратичного пре­образователя с диодной цепочкой показана на рис. 4.9.

Входное напряжение и_вх подводится к широкополосному транс­форматору 77. С помощью диодов VD1 и VD2 во вторичной обмот­ке осуществляется двухгголуперйодное выпрямление. Выпрямлен­ное напряжение действует на цепь, состоящую из диодной цепоч-

Рис. 4.9

ки VD1...VD8, R3...R14 и резистора нагрузки R15. Падение напря­жения на нагрузке через фильтр нижних частот Z1 подается на выход преобразователя.

Выходное напряжение пропорционально среднему значению тока диодной ячейки. Диодная цепочка имеет близкую к парабо­лической вольт-амперную характеристику. Поэтому среднее зна­чение выходного напряжения оказывается пропорциональным квадрату среднеквадратического значения входного напряжения.

Кап обеспечивается квадратичная вольт-амперная характерис­тика? Делители напряжения R3...R13 подключены к общему ста­билизированному источнику напряжения Е. Делители подобраны так, что смещения Uu подаваемые на диоды, удовлетворяют соот­ношению Ui<U₂< ... <U₆. Пока входное напряжение цепочки U не достигает U\ (рис. 4.10), все диоды закрыты и начальная часть ВАХ является прямой линией с наклоном, зависящим от сопротив­лений резисторов Rl, R2 и R15. Когда напряжение U превысит U_u откроется диод VD3 и параллельно R2 подключится делитель R3, R9. Крутизна ВАХ на участке от U\ до U₂ возрастает, ток в цепи станет t₂ =io + ii (рис. 4.10). Когда выполнится условие U>U₂, в цепи преобразователя будет протекать ток i^ = io + i\ + h- Крутизна ВАХ будет увеличиваться с ростом U. Выбирая соответствующим образом сопротивления делителей, можно получить ВАХ в виде ломаной линии, приближающейся к квадратичной параболе. Та­ким образом, квадратичная характеристика синтезируется из на­чальных участков характеристик ряда диодных ячеек, что пока­зано на рис. 4.10.

Коэффициент преобразования детектора по току K\ = I/U^Z, где /—среднее значение тока на выходе преобразователя, U — СКЗ входного напряжения.

При использовании в преобразователе магнитоэлектрического прибора (включается вместо R15) усреднение осуществляется при­бором, а операция извлечения квадратного корня реализуется гра­дуировкой шкалы. Тогда показания прибора будут

а = У*^=Кд1/.

где ЛГд — коэффициент преобразо­вания детектора СКЗ по отклонению.

Погрешность преобразования та­ких преобразователей определяется нестабильностью ВАХ диодов, непо­стоянством сопротивлений резисто­ров и т. д. Она составляет 3 ... 5%.

Рис. 4.10

Частотный диапазон определяется свойствами трансформато­ра — индуктивностью (снизу) -и паразитными параметрами диод­ной цепочки (сверху) и составляет интервал от нескольких герц до 1 МГц.

Детектор средневыпрямленного значения. Это измерительный преобразователь переменного напряжения в постоянный ток, про­порциональный средневыпрямленному значению входного сигнала (среднему значению модуля). Вольт-амперная характеристика та­кого детектора должна иметь линейный участок в пределах диапа­зона входных напряжений. Примером подобного преобразователя может служить двухполупериодный выпрямитель с фильтром ниж­них частот. Усреднение может быть выполнено магнитоэлектри­ческим прибором. Наиболее распространенными являются мосто­вые схемы (рис. 4.11). В схеме рис. 4.11,а ток через диагональ моста протекает в одном и том же направлении в течение обоих полупериодов переменного напряжения. В положительный полу- период ток протекает по цепи: верхний входной зажим—'диод VD1 — диагональ моста — диод VD4 — нижний входной зажим; в

“бкУ

VB⁴ II

Z1

VJJ1 5 ^ vnz \

■o-

RZ

lL

vu*t

—cn-

VS3~t \ ^R

a)

отрицательный: нижний зажим — диод VD3— диагональ моста — диод VD2 — верхний зажим.

Направление тока соответствует проводящему направлению указанных диодов. Характеристики реальных диодов не имеют строго линейного участка, как это требуется условиями преобра­зования. Ток, протекающий через диод при положительном зна­чении входното напряжения i~uj(R_a(U) + R), где R_a(U) — сопро­тивление открытого диода, зависящее от приложенного напряже­ния, R — сопротивление нагрузки. Начальный участок характери­стики близок к квадратичному. Поэтому будет иметь место пог­решность, которая будет тем меньше, чем ближе к линейной будет характеристика диода.

Для улучшения линейности ВАХ в диагональ моста последо­вательно с резистором R включают такой резистор Я_доб, сопро­тивление которого намного больше сопротивления открытого дио-

Г. т-. . и и

да Rn(U). В этом случае t = да .

^М ' * Яд (U) + R + Ядоб Ядоб

Зависимость прямого тока от напряжения будет близка к ли­нейной. Уменьшение чувствительности, которое будет при вклю­чении R_a06, можно компенсировать введением дополнительного- усиления.

Схема рис. 4.11,6 отличается от предыдущей тем, что вместо диодов VD3 и VD4 включены резисторы R1 и R2. В положитель­ный полупериод напряжения ток протекает через диод VD1 и ре­зистор R1. Через резистор R2 в этот полупериод ток не протекает, на его зажимах напряжение равно нулю. Поэтому, если в диаго­наль моста включить магнитоэлектрический вольтметр, он изме­ряет падение напряжения на R1. В отрицательный полупериод вольтметр, очевидно, измеряет падение напряжения на резисторе R2, поскольку через него и диод VD2 будет протекать ток.

Уравнение преобразования для рассмотренных схем, очевидно,, можно выразить:

для схемы рис. 4.11,а при Я_Д1 =Яд2'=-Я_дз = Яд4 = Я_д

и₀ = К_Лс_ви_св = —И—-Пев,

2кд + R

при Я»Я_Д имеем U_Q = U_CB',

для схемы рис. 4.11,6 при Яд1 = Я_Д2 = Я_д; Я1 + Я₂ = Я,

U0 ⁼ Кп СВ ^св — Dip ^^св’

Кд -р К

при Я»Яд U=Uсв-

Погрешность преобразования обусловлена, главным образом, нелинейностью ВАХ диода и влиянием прямого сопротивления диода на ток, протекающий через выпрямительный мост.

Фазовый детектор представляет собой измерительный преобра­зователь, на входы которого подаются переменные напряжения одной частоты щ и и₂, а на выходе выделяется постоянная состав­ляющая напряжения, функционально связанная с разностью фаз ф.

На рис. 4.12,а изображена схема балансного фазового детек­тора. Напряжение иi подводится к первичной обмотке трансфор-

Рис. 4.12

матора Т1; во вторичной обмотке составляющие этого напряже­ния и'_х и и" 1 имеют одинаковые амплитуды и противоположные фазы. Напряжение и% подается через трансформатор Т2 на входы детекторов в одинаковой фазе. Таким образом, на входах детек­торов будут действовать напряжения: и_А\ — и\-\-и'₂ и u_AZ—u"i + u'₂. Амплитуды результирующих напряжений ,на входах детекторов £Лпд1 и Um_Д2 можно определить из векторной диаграммы (рис.

4.12,6):

V. » - + (уу«+ЯД, V_ml cos ф,

Здесь учтено, что U_m'i=U_m"_l. В результате линейного детектиро­вания (одно из напряжений щ или и₂ принимается за опорное и может быть сделано достаточно большим) напряжения на нагруз­ках детекторов будут: и_ВЫХ1=К_ли_тл1 и U_Bax2=К_ди_тя2, где К_а — коэффициент преобразования детектора. Выходное напряжение фазового детектора

-ViPUf+ 4n,COS ф) =

Выражение (4.21) представляет собой уравнение преобразования фазового детектора. Поскольку величина 2U'_miU'_m2/

и

ВЫХ —

(4.22|

+ (U'_mг)²<1 при и'тфи'т?, слагаемые (4.21) можно разложить в степенной ряд. Ограничиваясь первыми двумя членами разло­жения, имеем

В первом приближении уравнение преобразования фазового ба­лансного детектора носит косинусоидальный характер.

Если ТО ИЗ (4.22) получим и_вых = 2К_ли'т1 COS ф.

В этом случае крутизна преобразования (5=(?С/_Вых/<?ф) оказыва­ется максимальной. При ф = 90° Uвых=0. В этом состоит удобство индикации разности фаз ф = 90°.

Исследования (4.21) показывают, что при U'_mi~U'm2 уравне­ние преобразования практически линейно. Однако крутизна пре­образования оказывается меньше, чем в случае существенного различия между амплитудами U'_m 1 и U'_m2- Если напряжения U'mi и U'mi поддерживать постоянными, а на выходе фазового детек­тора включить вольтметр постоянного тока и проградуировать его шкалу в значениях разности фаз, то фазовый детектор может быть применен для измерения разности фаз.

Фазовый детектор применяется также в схемах сложных фазо­метров, в системах фазовой автоподстройки частоты.

Термоэлектрические измерительные преобразователи обладают квадратичной функцией преобразования: выходное напряжение (ток) прямо пропорционально квадрату входного напряжения (тока).

Конструктивно термопреобразователи состоят из нагревателя ЕК1 и одной или нескольких соединенных в батареи термопар BKI...BK3 (рис. 4.13), в которых под действием тепла, выделяе-

Рис. 4.13

а)

-9

1х

X

ЕМ

а)

e_z ВК1

9 +

мого в нагревателе измеряемым током 1_Х, возникает термо-ЭДС Е_т, которая в замкнутой цепи термопар вызывает термоэлектри­ческий ток /_т. Нагреватель представляет собой тонкую проволоч­ку из константана, нихрома, вольфрама, платины и других нагре­востойких материалов. Термопары обычно выполняют из разно­родных металлов или их сплавов: золото-палладий, железо-кон- стантан, висмут-сурьма, медь-константан, хромель-копель, хромель- алюмель.

Пусть температура рабочего спая термопар 0_Ь а температура нерабочих (холодных) концов — 0₂. При 0i>0₂ между концами термопар в соответствии с эффектом Зеебека возникает термо- ЭДС Ег, прямо пропорциональная разности температур 01—0₂.

Определим характер зависимости между термо-ЭДС и измеряе­мым током. Положим, нагреватель термопары включен в цепь измеряемого переменного тока £*. Тогда количество тепла Q_H, ко­торое выделяется в нагревателе за период переменного тока

i\(t) dt, (4.23)

о

где Rh — активное сопротивление нагревателя. Тепло, отводимое от нагревателя за то же время Т\

Qo=cSQT, (4.24)

где с — коэффициент теплоотдачи, S — поверхность охлаждения нагревателя, 0 = 0j—0₂— разность температур нагревателя и ок­ружающей среды.

В установившемся режиме Q_H=Qo- Приравнивая (4.23) и (4.24)

R ^ R

и выражая 0, получаем 0 = —— f «£$ =—— 1\- Здесь 1_Х—средне-

cST q cS

квадратическое значение тока. Поскольку Е_т прямо пропорцио­нально 0, то уравнение термоэлектрического преобразователя бу­дет иметь вид

E_r = kl\, (4.25)

где k —коэффициент, зависящий от конструктивных параметров нагревателя и термоэлемента.

Эта зависимость справедлива при малых температурах. При больших температурах будут сказываться потери тепла на тепло­излучение; при выводе (4.25) учитывали лишь потери на тепло­проводность.

Термопреобразователи изготавливаются контактными и бес­контактными. В бесконтактном преобразователе (рис. 4.13,6) на­греватель изолирован от термопары и не имеет с ней гальвани­ческой связи. Эта мера позволяет последовательно соединять тер­мопары, создавать батареи термопар, повышая чувствительность термопреобразователя (рис. 4.13,в). Бесконтактные термопреобра- зоватсли обеспечивают лишь слабую емкостную связь между вход­ной и выходной цепью, а следовательно, и слабое влияние изме­рительного преобразователя на измеряемую цепь. Сказывается связь и через взаимную индуктивность.

Для повышения чувствительности изготавливают вакуумные термопары. В них уменьшаются потери на передачу тепла воздуху.

Термоэлектрические преобразователи используются в высоко­частотных амперметрах и вольтметрах на частотах до 300 МГц в качестве основного измерительного преобразователя с квадратич­ной характеристикой. К зажимам термопар подсоединяется чув­ствительный магнитоэлектрический прибор. При этом для повы­шения чувствительности необходимо обеспечить согласование соп­ротивления батареи термопар и сопротивления рамки. Чувстви­тельность также можно повысить применением УПТ. Вследствие малой чувствительности преобразователей в вольтметрах приме­няют высокочастотные усилители.

Однако уже на частотах 5...10 МГц частотная погрешность со­ставляет до 10%. С увеличением частоты вследствие поверхност­ного эффекта увеличивается сопротивление нагревателя. Часть энергии ответвляется через шунтирующую цепь, образованную емкостями между отдельными частями прибора, минуя нагрева­тель. Поэтому на ВЧ и СВЧ применяют пленочные термопары, которые напыляются на слюдяные, стеклянные и другие диэлек­трические подложки. В качестве металлов выбирают висмут-Сурь- му или хромель-копель. Основные достоинства таких преобразова­телей: хорошее согласование с трактом СВЧ, устойчивость к пере­грузкам, высокий коэффициент преобразования. Пленочные преоб­разователи применяют в измерителях мощности на СВЧ.

Недостатками являются значительное собственное потребление энергии, малая чувствительность, малая перегрузочная способ­ность (у проволочных термоэлементов), инерционность.

Погрешности преобразования связаны с отклонением харак­теристики преобразования от квадратичной, старением, в резуль­тате чего изменяются свойства термопары, частотной погрешно­стью, обусловленной поверхностным эффектом, индуктивностью подогревателя и проводов, емкостью относительно земли.

Термоэлектрические амперметры и вольтметры имеют вследст­вие этого основную погрешность не менее 1%.

4. АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

Важнейшими измерительными преобразователями цифровых измерительных приборов, во многом определяющими их характе­ристики, являются аналого-цифровые преобразователи (АЦП). Назначение АЦП состоит в преобразовании аналоговой величины на входе в дискретную величину на выходе преобразователя, пред­ставленную в виде некоторого цифрового кода (например, число импульсов, совокупность состояний электронных устройств, соот­ветствующих числу в двоичной системе счисления и т. д.).

В качестве аналоговой величины для преобразования в циф­ровой код при создании цифровых измерительных приборов чаще всего выбирают интервал времени и напряжение.

В данном параграфе рассмотрим простейшие АЦП временного интервала и постоянного напряжения. Последние в зависимости от метода преобразования разделяются на АЦП временного пре­образования, частотного преобразования и поразрядного уравно­вешивания.

АЦП интервал времени — цифровой код. Сущность аналого- цифрового преобразования интервала времени состоит в том, что измеряемый интервал х сравнивают с образцовым интервалом, воспроизводящим единицу времени. Это достигается заполнением измеряемого интервала импульсами с калиброванным периодом следования Т_к «Ст. Интервал времени представляется пропорцио­нальным ему числом импульсов.

Структурная схема АЦП, реализующего такое преобразование, приведена на рис. 4.14,а.

а) 5)

Рис. 4.14

Преобразуемый интервал представляется промежутком време­ни между двумя импульсами, которые могут быть либо от одного источника, либо от разных. Эти импульсы подаются на триггер. Если импульсы, задающие интервал, поступают от разных источ­ников, применяется триггер с раздельными входами; если от од­ного — триггер со счетным входом. В исходном состоянии тригге­ра (0) на вход 2 временного селектора подается отрицательное напряжение. Импульсы, калиброванные по периоду следования (счетные импульсы), поступают на вход 1 временного селектора. При отрицательном напряжении на входе 2 они не могут пройти на выход. С приходом первого импульса (опорного) триггер пере­брасывается в состояние 1, при котором на входе 2 появляется положительное напряжение. Счетные импульсы начинают посту­пать с выхода временного селектора. С приходом интервального импульса, задающего конец интервала времени, триггер перебра­сывается в состояние 0 и поступление счетных импульсов с вы­хода временного селектора прекращается. На рис. 4.14,6 -приве­дена временная диаграмма сигналов, действующих в схеме преоб­разователя. Триггер в результате двухкратного -переброса форми­рует прямоугольный импульс с крутыми фронтами, равный по дли­тельности преобразуемому интервалу времени. Этот импульс на­зывают стробирующим. За время действия -строб-импульса с вы­хода селектора на счетчик -импульсов поступают счетные им­пульсы.

Обозначим период счетных импульсов Т_сч, их частоту F_c4; при х>Т_сч число импульсов m на выходе временного селектора будет

(4.26)

m ;

; гпт = Ent —Е- = Ent (т F_C4)

■%xzmT

_c4=m/F_c

где пг_т — число целых периодов, которые укладываются в интер­вале, Ent — обозначает целую часть.

Уравнение (4.26) есть уравнение преобразования. Оценим пог­решность преобразования интервала времени в число импульсов.

Из уравнения (4.27), принимая во внимание существо метода преобразования, можно выразить реализацию относительной пог­решности определения временного интервала 6т в виде 6т = = 6т_д—бтг, где 6т_д — относительная методическая погрешность, обусловленная тем, что, во-пер- вых, не учитывается дробная часть периода счетных импуль­сов, во-вторых, за число периодов берется число импульсов (по­грешность дискретности); бтг —

•относительная погрешность, с ко­торой известен период счетных импульсов.

Оценим сначала погрешность дискретности бт_д=Дт_д/т, Дт_д — абсолютная погрешность дискретности.

Из рис. 4.15, где показано заполнение интервала счетными им­пульсами, видно, что

т= (ш— 1) 7'сч “Ь Дт н "Ь Дтк ⁼ tnTсч—Дтн Дтк — fliTcn Дт_д, (4.28)

поскольку Дтн= (Т'сч—Дт'н).

Соотношение (4.28) можно рассматривать как точное значение преобразуемого интервала т, выраженное через измеренное зна­чение тТсч, и некую реализацию погрешности дискретности Дт_д = = Дт„—Ат_к. Составляющие погрешности дискретности Дт_н и Дтк возникают в начале и конце интервала т. Момент при­хода счетного импульса не связан с моментом начала преобразуе­мого интервала. Поэтому Дт_н может принимать любые значения от 0 до Тсч, все значения будут равновероятны. Следовательно, составляющая погрешности дискретности является случайной пог­решностью, распределенной в границах от 0 до Г_сч по равнове­роятному закону.

Плотность распределения вероятности выражается, как

(4.27)

лг_н'

-Л ■г.

Рис. 4.15

_ч \ит_сч

т„) - 1 ₀

/(Дт_н)

при о;< д т_н < т_сч,

при Д т_н < 0; Д т_н >;г_сч.

Выделим систематичесткую погрешность, определив математичес­кое ожидание погрешности Дт„:

Дсн(Л т_н) = f^сч -L-Д т_н d (Д т_н) = .

о * СЧ *

о

Центрированная случайная погрешность Д(Дт_н) =Дт_н—Дс(Дт_н) будет изменяться в границах ±Т_Сч/2. Среднее квадратическое зна­чение погрешности А(Ат_н)

«а = 9 У Д² (^Дтн) rf (Д [Д т_и]> ₌ _^ся .

О _ Т_сч 12 ’

о„ = Т_сч/2)/3.

Так как интервал т неизвестен, то погрешность Ат_к так же, как и Ат_Н| будет распределена по равновероятному закону в границах О—Тсч. Поэтому систематическая составляющая погрешности и среднее квадратическое значение случайной составляющей выра­зятся, как

Аск(Атк)-W2, а_к=7'сч/2КЗ.

Выражения для А_с и о погрешности дискретности начала и конца совпадают с выражениями (3.21) для погрешности кван­тования по значению. В данном случае также имеет место процесс квантования. Поскольку измеряемой величиной является интервал времени, мы называем ее погрешностью дискретизации или дис­кретности.

Суммарная погрешность дискретности Ат_д = Ат_н—Ат_к, очевидно, не будет содержать систематической погрешности. Поскольку слу­чайные погрешности А(т_н) и А(т_к) статистически независимы и обе распределены по симметричному закону равной вероятности с равными границами ±Т_Сч/2, суммарная случайная погрешность будет распределена по треугольному закону. Среднее квадрати­ческое значение

°_л = Уо* + о* = Т_счГ\/6.

Таким образом, относительная погрешность дискретности бт_д представляет собой случайную погрешность, распределенную по закону треугольника со средним квадратическим значением

Оо Д = Т_т/У 6 т = yg₇J_c4T •

Погрешность дискретности обратно пропорциональна длитель­ности интервала и прямо пропорциональна периоду счетных им­пульсов. Оценим теперь погрешность 6тг = АТ_Сч/Т_Сч. Эта погреш­ность обусловлена, главным образом, нестабильностью частоты генератора счетных импульсов, который включает в себя высоко- стабильный генератор с кварцем и формирователь коротких им­пульсов. Систематическую составляющую нестабильности исклю­чают периодической корректировкой частоты генератора. Поэтому погрешность бх_т рассматривают как случайную со средним квад­

ратическим значением, равным среднему 'квадратическому значе­нию относительной нестабильности частоты <JtIT_C4 — <JfIFc4, распре­деленную нормально.

В результате получаем выражение для средней квадратической погрешности /преобразования

Заметим, что влияние второго слагаемого больше при преобразо­вании интервалов времени большей длительности, а первого — при преобразовании интервалов малой дискретности.

АЦГ1 постоянное напряжение — интервал времени — цифровой код. Рассмотрим сначала так называемый время-импульсный АЦП (рис. 4.16,а). Схема работает циклами, которые задаются управ-

а)

ляющим устройством. Уп­равление может осуществ­ляться вручную или авто­матически.

ш

‘I

h С ч

В начале цикла в мо­мент t\ тактовый импульс от управляющего устрой­ства запускает генератор образцового пилообразно­го напряжения и_п (рис.

6. . С ним сравнива­ется поступающее на вход измеряемое постоянное напряжение t/_BX. Сравни­вающее устройство фик­сирует момент равенства этих напряжений t₂ появ­лением короткого им-

пульса u_ci на выходе. Кроме этого, сравнивающее устрой­ство фиксирует равенство нулю пилообразного напряжения (момент /з) также появлением импульса и_с2 на выходе. Импульс Mci перебрасывает формирователь временного интервала (триггер) в положение, при котором временной селектор пропус­кает непрерывно поступающие на вход 2 счетные импульсы от генератора Нсч. Импульс и_с2 на выходе сравнивающего устройства, фиксирующий равенство образцового пилообразного напряжения нулю, переводит формирователь в другое состояние, закрывая тем самым вход / временного селектора для прохождения счетных импульсов. Таким образом, на выходе временного селектора ока­жется т импульсов, соответствующих времени т между двумя состояниями формирователя. Это время будет равно x— U_BXjv = mlF_t где F — частота следования счетных импульсов, v — скорость из­менения пилообразного напряжения, В/с, численно равная tga.

Уравнение преобразования с погрешностью дискретности имеет вид U_BX = vm/F. Для данного преобразователя отношение vjF = = const, его выбирают равным 10^й (к = 0, 1, 2, ...), так что U_BX — = 10^ftm. Входное постоянное напряжение 0_ВХ прямо пропорцио­нально числу импульсов на выходе преобразователя.

Основные звенья структурной схемы АЦП являлись предметом изучения в курсе «Импульсные и цифровые устройства». Здесь же рассмотрим лишь их основные особенности.

Генератор пилообразного напряжения должен вырабатывать линейно изменяющееся напряжение с коэффициентом нелинейнос­ти, не превышающим (1...2)10^-4, и высокой стабильностью скорос­ти нарастания напряжения. Для этой цели часто используются интеграторы на основе усилителей тока с глубокой отрицательной обратной связью. Используются также генераторы, работающие на принципе заряда конденсатора с большой постоянной времени.

Сравнивающие устройства строят на основе диодных схем. Применяют также дифференциальные усилители, состоящие из не­скольких каскадов усиления. На разные входы дифференциально­го усилителя подают пилообразное напряжение и преобразуемое постоянное. При их равенстве на выходе появляется импульс.

Входное устройство предназначается для изменения пределов входной величины, фильтрации входного напряжения от фона, пе­реключения полярности и включает в себя аттенюаторы и дели­тели напряжения, фильтр нижних частот и переключатели. Дос­тоинством рассмотренного АЦП является простота.

Основной недостаток заключается в том, что необходимо обес­печить постоянство скорости нарастания напряжения во времени. Для этого требуется усложнять схемные решения, применять тер* мостатирование, высокую стабилизацию напряжений. Недостат­ком является и низкая помехоустойчивость. Этот преобразователь преобразует мгновенное значение напряжения. Из-за наложения на преобразуемую величину помех длительность временного интер­вала т будет претерпевать случайные отклонения, которые рас­сматриваются как погрешность преобразования.

Погрешность преобразования может быть оценена из рассмот­рения уравнения преобразования (4.50) и работы схемы. Реали­зация относительной погрешности преобразования би_ъ% может быть записана бU_SK=bv—б^+б^пор + б^пом+бтд, где bv— погреш­ность, обусловленная неточностью определения и нестабильностью скорости изменения образцового пилообразного напряжения; 6F— погрешность, обусловленная неточностью определения и нестабиль­ностью частоты следования счетных импульсо®; бт_д — погрешность

Ип

edpumup j

Интегратор

Г

Я я он сравнения

8х

входное

устройство

>д_г

t

Ясточнин образцового напряжения 'Е аЬх> Формирователь временного интервана ' / JZ й/dt ± L Генератор счетнь/х	г ->	Временной
импульсов		сенентор

Блон

управления

т

^а)

иупр
	Г,	_ h	1 t I
X ИНТ	- - 1
U ХД		1 !	1 1 4 1 (. 1 1
к		! I\ J !
VTp		1 1 r	У ‘ 1 1 -43-*
^инт	j 1 1 1 t ll'linillllllin'llll..
^вх сч		1 1 Illl	1 1 t 1 1 illl

дискретности; б£/_Пор — погреш­ность, обусловленная порогом сравнивающего устройства; bU_x — погрешность формиро­вания временного интервала, обусловленная помехой.

Границы общей погрешнос­ти преобразования составляют у практических приборов ±0,1% (например, АЦП вольт­метра ВК7-16).

Рассматриваемый ниже ин­тегрирующий АЦП с время-им- пульсным преобразованием свободен от этих недостатков и является одним из самых рас­пространенных. Иногда его на­зывают АЦП с двойным инте­грированием. Он преобразует среднее значение входного на­пряжения.

Управляющее устройство (рис. 4.17,а) вырабатывает последо­вательность прямоугольных импульсов калиброванной длительно­стью Т\ с крутыми фронтом и срезом и с длительностью паузы Т₂. Цикл преобразования составляет Т = Т[ + Т₂.

Переключатель S1 фронтом импульса Т\ переключается в по­ложение 1. На вход интегратора подается преобразуемое входное напряжение U_BX и начинается заряд интегратора этим напряжением в течение калиброванного промежутка времени (рис. 4.17,6). В момент окончания импульса формирователь временного интер­вала коротким отрицательным импульсом переводится в состоя­ние, при котором временной селектор начинает пропускать на вы­ход постоянно поступающие на вход 2 счетные импульсы. Одно­временно в момент окончания управляющего импульса переклю­чатели S1 и S2 переходят в положение 2, и вход интегратора под­ключается к источнику образцового напряжения — Е_обр обратной полярности. Начиная с этого момента выходное напряжение инте­гратора будет изменяться в обратном направлении с постоянной скоростью, определяемой Е_о6р. Когда выходное напряжение инте­гратора достигает нуля, на выходе сравнив1ающего устройства по­является импульс, который переводит S1 и S2 в положение 1. Этим же импульсом формирователь временного интервала переходит в состояние, закрывающее временной селектор для счетных импуль­сов. За время т через временной селектор пройдет ш импульсов. Покажем, что число импульсов m будет пропорционально входно­му напряжению U_BX.

Напряжение на выходе интегратора по окончании импульса длительностью Тй

^вых (Тг)=■^ Fb* ^dt = -j^^Uвх ^Tv

К концу полного цикла выходное напряжение будет

Отсюда, учитывая, что т = m/f_C4, V_BX = Eotp%IT\ = E₀6pmlT\F_C4 = cm.

Входное напряжение оказывается прямо пропорциональным числу счетных импульсов. Постоянную с выбирают равной 10^ft, где k — целое число. Тогда U_BX=lO^hm. Следует обратить внимание, что величины, входящие вс — длительность управляющего им­пульса Т_и частота следования счетных импульсов Е_сч и постоян­ное напряжение Е₀бр, сравнительно легко выполнить высокоста­бильными во времени. Они могут быть измерены с высокой точ­ностью.

Исследование работы АЦП показывает, что наиболее сильно проявляется помеха с частотой сети питания /_п = 50Гц. В рассмот­ренном АЦП высокая степень подавления сетевой помехи дости­гается рациональным выбором интервала интегрирования «вверх». При синусоидальной помехе полное подавление помехи имеет мес­

то при интервале интегрирования Т_и равном или кратном перио­ду помехи.

Для уменьшения помехи вход интегратора переключается в моменты прохождения напряжения сети питания через нуль и в моменты равенства нулю выходного напряжения интегратора. Ге­нератор управляющих импульсов для этого синхронизируется нап­ряжением сети питания.

Рассмотривая уравнение преобразования и работу схемы АЦП с двойным интегрированием, выразим реализацию общей относи­тельной погрешности преобразования бU_BX в виде

bU_BX = 6Eo6p+bm—6Т]—6Г_Сч+ 6|- + 6у + б£/_Др + б£/_Пор.

где б£₀бр — погрешность, с которой известно образцовое напря­жение; бт = 6т_д—погрешность дискретности; 67"]—погрешность определения .и нестабильности длительности управляющего им­пульса; бГсч — погрешность, обусловленная определением и неста­бильностью частоты следования счетных импульсов; б_г= (Л/Ц— Ат₂)/7?—погрешность из-за изменения переходного сопротивления ключей ДГ) и Агг; 6y=7’i—T2/2RC(1+K)—погрешность от нели­нейности интегрирования в обоих тактах (К — коэффициент уси­ления УПТ интегратора); б£У_др— погрешность, обусловленная дрейфом нуля УПТ интегратора; bU„_op—погрешность, обуслов­ленная порогом устройства сравнения.

Модификация такого АЦП реализована в универсальном циф­ровом вольтметре В7-22. Цикл преобразования в нем начинается с разряда конденсатора током, пропорциональным входному нап­ряжению за фиксированное время (сначала происходит интегри­рование вниз). Затем конденсатор заряжается до исходного со­стояния. Интервал времени, в течение которого конденсатор за­ряжается, и является мерой входного напряжения. В современных АЦП этого типа используются интегральные схемы.

Погрешность преобразования при использовании метода двой­ного интегрирования менее 0,01%. Четверть всех выпускаемых вольтметров основывается на АЦП с двойным интегрированием.

АЦП постоянное напряжение — частота. В качестве входной величины будем рассматривать, как и ранее, постоянное напряже­ние, выходной — частоту. Поскольку измерение частоты проводит­ся точнее, а преобразование ее в цифровую форму осуществляется легче, чем любой другой величины, в измерительной технике име­ется тенденция сведения измерения физических величин к измере­нию частоты.

АЦП частотного преобразования строятся так, что на выходе мы имеем среднее значение частоты за некоторый установленный интервал времени. Другими словами, в АЦП этого типа реализо­ван еще один вариант интегрального метода преобразования.

Входное напряжение должно преобразовываться в частоту так, чтобы 'зависимость между ними была линейной ,т. е. f = KU_Bx. Если напряжение иа входе преобразователя U_BX=?U_Q будет пос­тоянным, постоянной остается и чатота f₀, за какой бы промежу­ток времени мы ее не усредняли. При этих условиях в случае на­ложения на Uо периодической симметричной помехи (например, U_Bx. = Uo+U_mnsina}t) среднее значение частоты за период напря­жения помехи будет равно

/cp = -^rf/#=-£- jXt/o+ ^1, sin сot)dt = KU₀ ¹ о ¹ о

и

fcp=KU₀=f₀.

Упрощенная структурная схема преобразователя показана на рис. 4.18. АЦП работает следующим образом. На вход иитеграто-

Рис. 4.18

ра поступает входное напряжение отрицательной полярности — Ubx■ На выходе интегратора напряжение будет возрастать прямо пропорционально абсолютному значению входного напряжения. Когда напряжение на выходе интегратора, поступающее на уст­ройство сравнения, достигнет порогового уровня U„₀р, устройство сравнения вырабатывает импульс, поступающий на -выход преоб­разователя. Одновременно этот импульс поступает в цепь обрат­ной связи — на -вход формирователя импульса восстановления начального уровня. Формирователем создается одиночный импульс полярности, противоположной полярности входного импульса, и такой амплитуды U₀ и длительности т₀, что при его поступлении на вход интегратора полностью разряжается конденсатор инте­гратора. Напряжение на выходе интегратора также падает до ну­левого уровня. Таким образом, завершается полный цикл работы преобразователя, -после чего все процессы повторяются.

На выходе преобразователя -создается последовательность им­пульсов, -средняя частота -повторения которых f_cр будет линейно зависеть от входного -напряжения U_BX-

Приравнивая количество электричества заряда и разряда, по­лучаем (т + т₀) = — т₀. Поскольку -т+то = 7¹ = —, можно за- Ri R2 f

писать

U^-^-U₀r₀f. (4.29)

А2

Обозначив число импульсов, поступающих на выход за неко­торый калиброванный промежуток времени Т₀ через пг, получаем

уравнение преобразования Ц_вх = — — x₀m = am, где а — постоян-

Ra Т_а

ная величина.

Как следует из предыдущего рассмотрения, U_BX и m являются средними величинами за цикл преобразования.

Из (4.29) и рассмотрения работы АЦП запишем реализацию относительных погрешностей преобразования

бПвх ⁼ 6i?i—+ 67'o + 6m. + 6£/nop-

Здесь 6R1 и 6R2 — погрешности, обусловленные определением и нестабильностью сопротивлений резисторов R1 и R2; бU₀ и бто — погрешности, связанные с амплитудой и длительностью импульса формирователя; бП_Пор — погрешность, обусловленная порогом сра­батывания устройства сравнения; бт(бт_д) — погрешность дискрет­ности.

Общая погрешность определяется в основном погрешностью, обусловленной нестабильностью параметров, и составляет 0,01% и меньше, однако время измерения значительно и достигает 0,1 с.

АЦП с частотным преобразованием применяются в серийных цифровых вольтметрах, например В7-18, В7-23 и др.

АЦП поразрядного уравновешивания. АЦП этого типа, в от­личие от ранее рассмотренных, построены по схеме уравновеши­вающего преобразования. Сущность поразрядного уравновешива­ния состоит в сравнении входного напряжения с рядом образцо­вых напряжений, размеры которых различаются по определенно­му закону, например по закону последовательного расположения разрядов в двоичной системе счисления. Число, соответствующее образцовому напряжению, которым компенсируется входное пос­тоянное напряжение, представляет это напряжение в виде такого кода.

Любое «-разрядное число N может быть представлено в двоич­ной системе счисления. Число N определено, если определены разрядные коэффициенты ki, имеющие значения 1 или 0.

Задача формирования дискретных значений напряжения, соот­ветствующих двоичному коду, решается с помощью преобразова­телей «код — напряжение». Действие их основывается на исполь­зовании «веса» двоичной единицы в зависимости от разряда. Вес двоичной единицы последовательно принимает значения 2°, 2¹, 2², 2³, 2⁴ и т. д. Если каждому разряду поставить в соответствие нап­ряжение, пропорциональное весу разряда, то сумма таких напря­жений, набранная с учетом двоичного кода, будет цифровым эк­вивалентом этого суммарного напряжения и обратно — каждому напряжению будет соответствовать набор напряжений, соответ­ствующих двоичному коду. Пусть коэффициент пропорциональ­ности между весом разряда и напряжением будет е. Тогда сумма напряжений, являющаяся кодовым эквивалентом аналоговой ве­личины U, будет равна

U = е § ki 2‘—1 = ek_n 2"-¹ + ek_n~i 2^п~² +... + ek_t 2°.

i= i

Положив для примера £/=13 В, а е=1 В, имеем 13 В = 1 -2³-1 В-Е +1 - 2²-1 В + 0-2¹-1 В +1 • 2°• 1 В = 8 В + 4 В + 0 В + 1 В.

Рис. 4.19

Структурная схема преобразования изображена на рис. 4.19. Пусть преобразуемое напряжение подается на один вход устрой­ства сравнения (нуль-орган), а на другой его вход подводится напряжение из образцового набора, причем подключение начи­нается со старшего разряда. В устройстве сравнения преобразуе­мое напряжение сравнивается с образцовым напряжением или суммой образцовых напряжений. Если U₀e_v<U_x, т. е. U_x—£/_Сбр>0 (мало), то выходное устройство не будет оказывать воздействия на управляющее устройство. Оно продолжает работать циклами и выдает новый тактовый импульс, подключающий к предыдуще­му образцовому напряжению (или сумме напряжений), напряже­ние, соответствующее следующему низшему разряду. Если и после этого U_x—£/_Обр>0, то управляющее устройство не будет реагиро­вать на выходное напряжение сравнивающего устройства. Сле­дующий такт прибавляет к сумме образцовых еще одно напряже­ние, соответствующее низшему разряду. Если U_x—£/_Обр<0 (вели­ко), выходное напряжение сравнивающего устройства действует на управляющее устройство, которое вырабатывает импульс, нап­равляемый в блок образцовых напряжений, и напряжение разря­да, подключенное в данном такте, снимается. Этот разряд про­пускается. Далее в следующий такт подключается напряжение следующего за пропущенным более низкого разряда. Процесс за­канчивается после сравнения входного напряжения с полным на­бором образцовых напряжений. Образцовые напряжения, остав­шиеся включенными ik моменту равновесия, дают значения преоб­разуемого напряжения в двоичном коде, соответствующие сигналы поступают на выход АЦП.

Поразрядное уравновешивание часто осуществляют на основе двоично-десятичной системы счисления. Применение двоичной и двоично-десятичной системы счисления наиболее целесообразно, поскольку в этом случае число тактов уравновешивания оказывает­ся наименьшим среди прочих систем счисления. Заметим, что при­менение двоичного кода позволяет примерно на 20% уменьшить время обработки компенсирующего напряжения по сравнению с двоичнондесятичным.

Реализацию относительной погрешности преобразования мож­но выразить в виде

(б^вх = 6t/o6p + 6t/ пор + 6П к +бП ПОМ»

где 6£/_обр — погрешность, появляющаяся из-за неточной подгонки образцовых напряжений и их нестабильности; бН_ПОр— погреш­ность, обусловленная порогом сравнения и его нестабильностью во времени; бU_K — погрешность квантования; бU_n0M — погрешность из-за помехи.

Поскольку АЦП рассматриваемого типа преобразует мгновен­ные значения входного напряжения, а не средние, они подверже­ны воздействию помех. Несомненным достоинством таких АЦП является высокое 'быстродействие. Они выполняются на больших интегральных схемах (например, БИС серии 252 и 230). АЦП по­разрядного уравновешивания имеют погрешность примерно 0,1%, быстродействие их — 10⁴ циклов в секунду.

5. ЦИФРО-АНАЛОГОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

Цифро-аналоговые преобразователи (ЦАП)—это устройства, осуществляющие преобразование входных величин, представлен­ных числовыми кодами, в эквивалентные им значения какой-либо физической величины, выраженной в аналоговой форме. ЦАП час­то устанавливают в цепи обратной связи .цифровых измерительных приборов для преобразования дискретизированной величины в ана­логовую, однородную с измеряемой.

Коды N наиболее часто представлены в двоичной, двоично­десятичной и десятичной системах счисления. Выходные величины представляют собой напряжения (токи), временные интервалы, частоту.

Уравнение преобразования ЦАП можно выразить в виде x_n=$N,

где N —■ числовое значение «ода, р — коэффициент преобразова­ния, xn — выходная величина.

Если выходная величина представляет собой напряжение, а Umax и N max — максимальные значения выходного напряжения и соответствующее ему значение кода, то р = Umax/N_max = AU_K, где

AU_K — шаг квантования. Для обеспечения высокой точности при­бора шаг квантования должен быть постоянен во всем диапазоне изменения N. При входном двоичном коде, учитывая, что N_max = = 2"—1«=2^П, где п — число разрядов, выходное напряжение мож­но записать в виде:

^вых = ^ 2 ь 2‘-1 = и_тах 2 k_t 2-<—•

N max 2" ЦI <=1

Выходное напряжение представлено суммой п слагаемых. Здесь: i — номер разряда, а ^е{0, 1} — двоичное значение i-ro разряда.

Основными параметрами ЦАП является быстродействие, точ­ность и число каналов.

Под быстродействием понимается максимальная частота по­ступления на вход декодируемых чисел, при которой сохраняется номинальная точность преобразования. Точность преобразования характеризуется относительной погрешностью преобразования, ко­торая включает в себя статические и динамические составляющие. Число каналов определяется по входу и выходу; для входа оно равно числу источников цифровой информации, подключенных к преобразователю, для выхода — числу приемников информации в аналоговой форме.

По принципу действия различают накапливающие, время-им- пульсные и весовые ЦАП. ЦАП с накапливающими емкостями основаны на заряде конденсатора импульсами образцового напря­жения. Управление зарядом емкости осуществляется кодовым ре­гистром, на котором хранится число N. При этом заряд осуще­ствляется последовательностью импульсов постоянной величины, число которых равно исходному коду.

Рассмотрим принцип действия время-импульсного преобразо­вателя цифровой код — среднее значение напряжения. Пусть уп­равление выходным средним напряжением, пропорциональным входному коду N, будет происходить изменением длительности импульсов при сохранении неизменными амплитуды и частоты следования импульсной последовательности. Структурная схема ЦАП показана на рис. 4.20,а.

На схему поступает последовательность импульсов постоянной амплитуды с периодом повторения Т₀. Счетчик PCI после набора числа Nн .в момент Ч генерирует импульс, который используется для периодического сброса всех декад счетчика на нуль через интервалы времени 7’_Ц = А„7’₀. Этим же импульсом запускается формирователь импульсов с амплитудой, равной образцовому на­пряжению U₀. Преобразуемый цифровой код N поступает на вход устройства сравнения кодов; на другой его вход поступает теку­щее значение кода на соответствующих разрядах счетчика. При равенстве кодов в момент устройство сравнения кодов выдает импульс, который запирает формирователь импульсов (рис. 4.20,6). Длительность импульса, выданного формирователем за время U—1\, очевидно, равна NT₀. Тогда среднее значение напряжения на выходе ФНЧ будет равно 104

Рис 4.20

U_cvn = U_o^- = U₀^— = N-^ = N&U_k, (4.55)

^cv" ⁰ Гц °(N_ST₀ N_a

где А£/_к— шаг квантования, N — текущее значение преобразуемо­го входного кода.

Исследования показывают, что существенное влияние на точ­ность преобразования оказывает температурная нестабильность фронтов переключения электронных ключей. Поэтому длительность цикла выбирают не менее 5 мс. Отметим, что основная погреш­ность ЦАП составляет 0,1...0,3%.

Рассмотрим теперь принцип действия ЦАП весового типа. Уп­рощенная структурная схема показана на рис. 4.21. Пусть входной двоичный параллельный код N поступает на входы разрядных триггеров Tl, Т2,..., Т_п после установки триггеров в нулевое со­стояние по входу. Триггеры используются для хранения входного кода на время преобразования или использования выходного на­пряжения Ц_ВЫх. Выходные сигналы триггеров управляют двухпо­зиционными ключами SI, S2 S_n в разрядах преобразователя.

Выход каждого ключа соединен с весовым резистором, сопротив­ление которого выбирается в зависимости от номера разряда i следующим образом: R_i = R-2^rt~ⁱ+^l. Если в г-м разряде кода будет 1, то ключ Si подсоединит резистор Ri к источнику эталонного напряжения Е\ если же в данном разряде будет 0, то ключ под­соединит этот резистор к точке нулевого потенциала. В схеме при­менен УПТ с параллельной обратной связью, имеющий большое входное сопротивление, так что входной ток УПТ близок к нулю. Рассмотрим процесс образования выходного напряжения и_вых. Пусть ключи соединены так, мак показано на рис. 4.21.

Запишем уравнения Кирхгофа:

⁼ Е = R]i] +i?ocife+T/_Bux', £ ⁼ -/?212 + Еос£ь + Т/вых,

а также уравнение —U_BUX — KU_BX=(R₀cik+U_BX). Выражая токи t’i, t'2, h из последних трех уравнений и подставляя их значения в первое, получаем

Рис. 4.21 Е

К ^вых '““I /?1 ' я₂ При /С^>1 можно принять

(1 +К)/К да 1, (^sss)^±Bl^o.

\ К ) RiRz

Тогда имеем

^R°^C f *i ⁺ R* ^{U™^{X +} *°^{С h) R}rX* } '

V R1 R 2

Для л суммируемых напряжений

^Bblt Ясс |

! Е

1 +к

U DM Т

Roc | /?0_С \ Ri R%

i+l

Roc с

о»

i=\ ^Ki

Si 2

^Roc-E у k, 2-("-o-i = — £iV.

Я

/j д

i—i

Таким образом, мгновенное выходное напряжение пропорцио­нально коду.

Развитие схемы рис. 4.21 позволяет получить схемы с матри­цами сопротивлений, состоящие из п одинаковых каскадов и.

удобные ib изготовлении на основе интегральной технологии. В настоящее время ЦАП выполняются на интегральных схемах. Основная погрешность ЦАП не превышает .десятых долей про­цента.

6. ЦИФРОВЫЕ ОТСЧЕТНЫЕ УСТРОЙСТВА

В цифровых измерительных приборах используются цифровые отсчетные устройства, в которых результат измерения представ­ляется непосредственно в цифровой форме в обычной для наблю­дателя десятичной системе счисления.

Независимо от типа цифровых отсчетных устройств они долж­ны содержать регистрационный регистр для запоминания резуль­тата измерения, преобразователь код-код для получения кода, пригодного для управления цифровым индикатором (дешифратор), и цифровые индикаторы, nia которых получаются изображения цифр.

По способу вывода информации из преобразователя код-код на цифровые индикаторы цифровые отсчетные устройства разде­ляют на статические и динамические. В статических — информа­ция на индикаторы поступает параллельно, так что для каждого десятичного разряда индикатора требуется свой преобразователь кода и свое согласующее устройство. Такое построение требует большого числа элементов. Его целесообразно применять для ма­лоразрядных цифровых измерительных приборов. В динамических цифровых отсчетных устройствах для сокращения числа элементов и соединений пространственное разделение каналов заменяется временным разделением. Инерционные свойства зрительной систе­мы человека позволяют последовательно подавать информацию на индикаторы. До последнего времени наибольшее распространение в цифровой измерительной технике имели газоразрядные индика­торы. Однако широкое использование интегральных схем потре­бовало создания цифровых индикаторов с малым напряжением управления и малой потребляемой мощностью.

Цифровые индикаторы. Принцип действия знаковых газораз­рядных индикаторов основан на использовании свечения стеклян- го разряда. Одна из конструкций представляет собой стеклян­ный баллон, внутри которого расположен набор из десяти стек­лянных трубочек, изогнутых в виде цифр и наполненных газом, например неоном. При подаче напряжения с выхода дешифрато­ра на электрод, связанный с трубкой, в газе возникает тлеющий разряд и цифра светится. Цифры наблюдаются с торца баллона лампы.

В другой конструкции газоразрядного индикатора (рис. 4.22,а) проволочные катоды имеют форму арабских цифр от 0 до 9 и рас­положены пакетом в баллоне, заполненном неоном. При подаче на­пряжения с выхода управляющей схемы между общим сетчатым анодом и катодом возникает тлеющий разряд, свечение покрывает соответствующий катод. Светящаяся цифра наблюдается с торца

Лнод

г- - ^а)

Слои poctpama

дето - диоды

да mod *

да mod Сетка Л моды Оснодание

Роляроидная д)

Стеклянная

пластина

Стенло

\ Сегменты осноЗанкя ⁴ канала Здидкие кристаллы _ej

Зерна ль ный_

\ злентpod

Металл Излучакощие выдоды дамка

кристаллы

в) г) gj

Рис. 4.22

баллона. Применяются также газоразрядные индикаторы с боко­вым расположением цифр.

Газоразрядные индикаторы выпускаются также в виде так называемой газоразрядной панели, представляющей собой плос­кую конструкцию с керамическим основанием, на которое нанесе­ны металлические сегменты-катоды. Стеклянная крышка с на­пыленными прозрачными анодами закрывает конструкцию.

В настоящее время газоразрядные цифровые индикаторы изго­тавливаются в виде сегментных панелей плоской конструкции на большое число знакомест, а также в виде матричных двухкоорди­натных индикаторов.

Газоразрядные индикаторы управляются сравнительно высо­ким напряжением (100 ...300 В), что необходимо для обеспечения зажигания и поддержания тлеющего разряда. Высокое управля­ющее напряжение затрудняет использование газоразрядных инди­каторов с интегральными микросхемами.

Вакуумные катодолюминесцентные индикаторы представляют собой двух- или трехэлектродные приборы, содержащие прямона­кальный катод, управляющую сетку и аноды-сегменты, покрытые низковольтным люминофором (рис. 4.22,6). Такие индикаторы вы­пускаются однознаковыми и многознаковыми, цилиндрической и плоской формы. Низкое питающее напряжение, малая потребля­емая мощность делают их наиболее перспективными для исполь­зования в цифровой измерительной технике.

В электролюминесцентных индикаторах на стеклянную плас­тинку наносится проводящий прозрачный слой. Этот слой, служа­щий одним общим электродом, покрывается тонким слоем фос­фора (несколько микрометров), который является диэлектриком. На пленку фосфора накладывается тонкая металлическая пленка,

которой с помощью трафарета придается определенная форма, например в виде 7 или 9 элементов, комбинация которых дает цифры от 0 до 9. Каждый из этих металлических элементов имеет отвод и служит вторым электродом (рис. 4.22,в). При подаче по­стоянного или переменного напряжения между общим электродом и определенными элементами, образующими цифру, изменяется напряженность поля в фосфоре, что вызывает его свечение. От величины и частоты питающего напряжения зависит цвет и яр­кость свечения.

Полупроводниковые индикаторы (инжекционные светодиоды)^ используют свечение р-п-перехода при инжекции носителей; вы­пускаются, как правило, одноразрядными, цифры формируются из семи сегментов.

Полупроводниковые индикаторы обладают высокой яркостью свечения, нелинейной вольт-амперной характеристикой и нелиней­ной зависимостью силы света от плотности тока.

Цифровые индикаторы представляют собой интегральную схему из светодиодных структур и необходимых электрических соедине­ний, выполненных средствами микроэлектроники (рис. 4.22, г).

Для изготовления цифровых индикаторов на основе светодио­дов применяют полупроводниковые материалы GaP, GaAlAs, GaAsP, SiC, из которых получают структуру различного свече­ния — от красного до зеленого.

Жидкокристаллические индикаторы (рис. 4.22,д) работают на принципе изменения оптических свойств некоторых органических соединений под воздействием электрического напряжения. Разли­чают два типа индикаторов: с изменением показателя преломле­ния и с изменением коэффициента поляризации. Эти индикаторы являются пассивными индикаторами, поскольку работают в отра­женном свете и управляются электрическим полем. Они потребля­ют очень мало энергии. Поэтому используются в переносных уст­ройствах. Недостатком является низкая яркость и контрастность, а также ограниченный диапазон рабочих температур.

Накальный индикатор состоит из ряда накальных вольфрамо­вых нитей, расположенных в вакуумном промежутке в виде сег­ментных знаков (рис. 4.22,е). Высокая яркость, недостижимая в других видах индикаторов, позволяет применять эти индикаторы в системах, которые работают при сильной солнечной засветке. Недостатком следует считать малое внутреннее сопротивление, определяющее повышенные требования к управляющим схемам.

Преобразователи код-код. В цифровых измерительных прибо­рах используются несколько разновидностей кодов, имеющих раз­личные свойства и области применения. Для преобразования од­ного кода в другой применяют преобразователи кодов.

Любой преобразователь код-код может быть представлен схемой с п входами для входных кодовых сигналов Х\, х₂, ..., х_п и пг выходами с выходными кодовыми сигналами у_и г/₂, ..., у_т. Работа такой схемы может быть описана таблицей соответствия входных и выходных сигналов. Кодовые сигналы на выходе схе-

мы являются функциями кодовых сигналов на входе схемы: yi = fi{x,, *2, х_п), i=l, 2, т.

Кодовые сигналы на входе и выходе схемы отождествляются с цифрами 0 и 1. Такие функции называются переключательными или булевыми (по имени ирландского математика Дж. Буля).

Для задания переключательной функции необходимо указать ее значения при всех 2" кодовых входных сигналах, так как на каждом из них функция может принимать два значения 0 или 1, то число функций, зависящих от п аргументов, равно 2²К Для одного аргумента понадобится система четырех функций, для двух — шестнадцати и т. д. Однако известно, что отдельные функ­ции могут быть представлены как суперпозиции других. Система функций, при помощи которой путем суперпозиции можно полу­чить любую сколь угодно сложную переключательную функцию, называется функционально полной системой.

Основной функционально полной системой является система переключательных функций, в которую входят: логическое сло­жение XiV^х2, логическое умножение х_хх₂ и логическое отрицание х. Эта система получила название булевой алгебры. Основы бу­левой алгебры изучались в курсе «Импульсные и цифровые уст­ройства». Поэтому не будем повторять основные теоремы булевой алгебры. Укажем только, что аппарат булевой алгебры позволя­ет получить схему реализации переключательных функций на ос­нове использования логических элементов, И, ИЛИ, НЕ.

Для управления цифровыми индикаторами в цифровых измери­тельных приборах первичные коды — единичный или двоично-де­сятичные с весами 2, 4, 2, 1 или 8, 4, 2, 1 — преобразуются в еди­нично-десятичный код (при использовании индикаторов с 10 от­дельными цифрами), либо в семерично-десятичный код (при ис­пользовании 7-сегментного десятичного индикатора).

Рассмотрим кратко реализацию двоично-десятичного кода в семерично-десятичный.

Таблица соответствия для данного преобразователя (рис. 4.23) составлена с учетом рисунка сегментов. От таблицы переходят к алгебраической форме записи функции. Для этого для каждого набора входного кода, на котором функция равна единице, запи­сывается элементарное произведение всех аргументов, причём ес­ли аргумент в этом наборе принимает значение 0, то пишется его отрицание. Затем происходит логическое сложение этих элемен­тарных произведений.

С учетом сказанного выходной сигнал для управления первым сегментом представляется функцией фь которая в нормальной дизъюнктивной форме будет иметь вид:

]\=Х\Х₂Х_ъхУ]Х\Х₂ХъХ^Х_хХ₂Х_ЪХ^

У Х\Х₂хъХ±У Х\Х₂ХъХ^у х_хх₂х?,хь\/

\J X\X₂X₂Xa\J Х\Х₂Х'&Х/_х.

После минимизации имеем:

Входной к од No (g					Входной нодмо/'г,й,г,1)					выходной семисег­ментный под No(7)								Знак
х,	хг	Xj	х4	X,		Ххг	х3	Х4	fi		fe	fz	f7	fs	fi	Л
г}	г2	г1	?	г1		2г	21	2°	а		б	в	г	д	е	ж
О	о	о	О	о		О	О	О	1		7	7	О	1	1	1	О		а /—v
О	о	о	г	о		О	О	7	О		О	7	О	О	1	О	1		тгП
0	0	1	0	0		О	7	О	1		0	7	7	1	О	1	2		Цдр
0	0	1	7	0		0	7	1	7		0	1	7	0	7	1	3		7?П [\е
0	7	0	0	0		1	0	О	0		1	1	7	0	7	0	4,		ц—
0	1	0	1	1		О	7	1	1		7	0	1	0	7	7	5		ж
О	7	1	О	1		1	О	О	7		7	О	7	7	7	7	6
0	7	1	1	1		1	О	1	7		0	7	0	0	7	0	7
1	0	и	0	1		1	1	0	7		7	7	7	1	1	1	в
1	0	0	1	1		1	1	1	7		1	7	7	О	1	1	9
1	0	7	0	-		-	-	-	0		0	0	0'	с	0	0	Гашение

Рис. 4.23

/i=*iV х₃\/х₂х₄\/х₂х₄. (4.56)

Аналогично могут быть записаны функции

h = X₂\/ X_zXiSJ Х₃Хь

Н = Х₃\/ Х₂\/Х₄,

/ ₄=*3*4 \/м V *зМ V х₂х₃ \/х₂х₃х₄, (4.57)

fb = X₂X₄\/X 3X4,

f₆ = xi\/x₃x_i\/x₂x4\/x₂x₄,

Xi\J Х₃Х₂\/ Х₂Х₃\/Х2Х->,.

Данную систему функции можно представить схемой, исполь­зующей логические элементы. Схема преобразования двоично-де­сятичного кода .V (8421) в семерично-десятичный Л'(7-10) пока­зана на рис. 4.24.

Технически эта логическая схема может быть реализована очень многими способами, так же как и сами логические элемен­ты. Некоторые из них рассматривались в курсе «Основы импульс­ной и цифровой техники». Прежде всего, это диодные матрицы.

Серийно выпускается ряд интегральных схем, позволяющих управлять работой цифровых индикаторов. Например, для упра­вления катодолюминесцентными 7-сегментными индикаторами применяются преобразователи кодов на основе интегральной мик­росхемы К161ПР2. Микросхема содержит индикационный регистр из пяти триггеров для запоминания двоично-десятичного кода и сигнала запятой, преобразователь кодов и восемь транзисторов для управления анодными токами. Одна микросхема обеспечива­ет один десятичный разряд. Схема включения микросхемы

111

Рис. 4.24

х_г . X*

I

к

ЕЬч

&

£

£

t*

v>

I

*

&

J

m

0~B

Bn

ff ^

>~ I

'b \

к

44

5S

I

л х₃

**4 ^J

I ^X1 '

|^> ■

•

I *+■

^х3 '

4*'

I x_s ■

Xf

^XZ ■

К161ПР2 для управления семисегментными цифро­выми катодолюминесцент­ными индикаторами серии ИВ в статическом режиме приведена на рис. 4.25.

Выпускаются микро­схемы для управления цифровыми индикатора­ми также других типов: К176ИЕ4 — жидкокрис­таллическими, К155ИД1— газоразрядными,

К314ИД1 — полупровод­никовыми.

При числе разрядов, не превышающем 3-4, применяются только ста­тические схемы управле­ния индикаторами.