Глава 13.

ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ЦЕПЕЙ СВЧ

1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ ИЗМЕРЯЕМЫХ ВЕЛИЧИНАХ

Измеряемые величины характеризуют режим работы линий пе­редачи (КСВН Ксти, коэффициент отражения Г), а также раз­личные устройства СВЧ, представляемые двухполюсниками, че­тырехполюсниками и многополюсниками (полное сопротивление- Z или полная проводимость У, коэффициенты матрицы рассеяния, Sih). Большинство устройств СВЧ представляется четырехполюс­никами, наиболее важными параметрами которых являются:

входной КСВН К_с,и ==»¹

1 — |S_U|

полное сопротивление Z = Z₀ ⁿ,

1 — S_u

модуль коэффициента передачи /(⁼|S2i|,

фаза коэффициента передачи <P2i = argS2i,

амплитудно-частотная характеристика К(<£>),

фазочастотная характеристика <p2i(©) и групповое время за* паздывания x~dq>2ilda).

Для измерения применяются следующие методы: измеритель­ной линии, направленного ответвителя, поляризационный, мосто­вой, двенадцатиполюсника и импульсный.

Метод измерительной линии основан на измерении распреде­ления напряженности поля в линии передачи, расчете или графи­ческом определении измеряемого параметра, либо в преобразова­нии величин, характеризующих распределение, в измеряемый па­раметр.

Метод направленного ответвителя состоит в выделении и изме­рении амплитуд (а иногда и фаз) падающей и отраженной волн с последующим преобразованием в измеряемые параметры либо их расчетом.

Поляризационный метод заключается в преобразовании состав­ляющей напряженности магнитного поля в линии передачи в эл­липтически поляризованную волну в круглом волноводе и изме­рении параметров эллипса поляризации, связанных с параметра­ми измеряемых цепей.

Мостовой метод состоит в сравнении измеряемой нагрузки с известными (обычно хорошо согласованной и короткозамкнутой) нагрузками — при помощи мостовых соединений.

Метод двенадцатиполюсника заключается в использовании две­надцатиполюсного пассивного разветвления, измерении мощности в четырех плечах и расчете искомых параметров (обычно на ЭВМ).

Импульсный метод состоит в импульсном возбуждении линии передачи и измерении параметров сигнала, отраженного от ис­следуемой нагрузки или неоднородностей.

Измерение параметров цепей СВЧ в высшем метрологическом звене обес­печивается государственными эталонами для средств измерения полного соп­ротивления оконечных элементов в коаксиальных волноводах поперечного се­чения 7/3,04 мм н 16/6,95 мм в диапазонах частот 0,02... 12 ГГц и 0,2... 7 ГГц, Государственные специальные эталоны состоят из комплекта мер волнового сопротивления с номинальными значениями 50 Ом (отрезков коаксиального волновода) и компараторов для сличений входного сопротивления аттестуемых мер с волновым сопротивлением коаксиального волновода.

СКО воспроизведения единицы полного сопротивления S₀=3-10^-4, а НСП во=1,5-10^-5. Разработана всесоюзная поверочная схема для средств измере­ний полного сопротивления в коаксиальных трактах соответствующих двух се­чений; измерительных линий, измерителей КСВ, измерителей полных сопротив­лений измерительных нагрузок.

2. МЕТОД ИЗМЕРИТЕЛЬНОЙ ЛИНИИ

Метод заключается в измерении распределения напряженности электрического поля вдоль линии передачи с помощью универсаль­ного средства измерения — измерительной линии с последующим вычислением (или графическим определением) измеряемых вели­чин по непосредственно измеряемым параметрам указанного рас­пределения. Метод позволяет измерить практически все парамет­ры цепей с распределенными постоянными: КСВН, коэффициент отражения, полное сопротивление, постоянную затухания линии, длину волны в линии передачи, добротность колебательных сис­тем и т. п.

Устройство и принцип действия измерительной линии. Измери­тельная линия (рис. 13.1) представляет собой отрезок линии пе­

редачи 1, вдоль которого прорезана узкая щель 2. Вдоль щели пе­ремещается каретка 3, несущая зондовую головку с емкостным зондом 4, введенным на небольшую глубину в линию передачи. Измерительная линия включается в исследуемый тракт СВЧ. Ha­ll* 323

веденное на зонде напряжение возбуждает связанные резонаторы зондовой головки 5 и 6. Благодаря настройке резонаторов с по­мощью поршней 7 и 8 достигается оптимальный резонанс, и вход­ная проводимость зондовой головки со стороны зонда оказывается чисто активной. Электромагнитные колебания из резонатора 5 детектируются, при этом обеспечивается согласование резонатор- ной системы с входным сопротивлением детектора, использующе­го кристаллический диод 9. Постоянная составляющая либо на­пряжение частоты модуляции СВЧ-генератора (обычно использу­ется импульсная модуляция меандром) подается на индикаторное устройство. При достаточной мощности генератора им может быть магнитоэлектрический микроамперметр. Показания индикаторно­го устройства пропорциональны либо связаны известной зависи­мостью с напряженностью электрического поля в линии передачи.

Для перемещения каретки с зондовой головкой при строго по­стоянной глубине погружения зонда в линию и отсчета положе­ния зонда вдоль линии применяются специальный червячный ре­дуктор, шкала с нониусным отсчетом и индикатор линейных пе­ремещений часового типа. Перемещение зонда вдоль линии позво­ляет исследовать распределение поля вдоль линии, определить максимумы и минимумы распределения и их положение.

В зависимости от используемого типа линии передачи разли­чают волноводные и коаксиальные измерительные линии. Волно­водные измерительные линии применяются в диапазоне частот

7. .80 ГГц и содержат прямоугольные волноводы стандартного сечения для волны типа H_i0 (например, 7,2x3,4 мм², 23X10 мм², 72x34 мм² и др.); коаксиальные измерительные линии применя­ются в диапазоне частот 0,5... 18 ГГц и используют коаксиальные волноводы с волновым сопротивлением 50 или 75 Ом (например, сечением 16/6,95 мм).

Продольная щель не должна вносить существенных искажений поля в линию передачи. Этому условию удовлетворяет узкая щель посредине широкой стенки прямоугольного волновода и продоль­ная щель в наружном проводнике коаксиального волновода, по­скольку при используемых типах линий передачи и типах волн в них щель не будет пересекать линий тока.

Отечественная промышленность выпускает измерительные ли­нии трех классов точности. Погрешность измерения Ксти⁼2- ли­ниями 1-го и 3-го класса составляет соответственно 2...3% и 7...

... 10% в зависимости от диапазона частот и класса индикаторно­го устройства. Погрешность измерения фазы коэффициента отра­жения линией 1-го класса — 1 ... 10°, линией 2-го класса — 6 ... 28°.

Измерение КСВН, фазы коэффициента отражения и полного сопротивления. Измерение КСВН осуществляется на основе со­отношения

j/- I Е_х | _Шах

А ст V ~

I &х I min

Если амплитудная характеристика детектора линейна, что имеет 324

место при мощности генератора в несколько ватт, то показание из­мерительного прибора а пропорционально амплитуде напряженно­сти электрического поля, т. е. а = &|£| и К ст U — (Xmax/dmin*

При квадратичной характеристике а=&]£]² и

^amax

^amln

и = У

Характеристика детектора будет квадратичной, если мощность генератора составляет единицы милливатта. Если закон детекти­рования неизвестен, необходимо построить градуировочную кри­вую детектора измерительной линии а_Ист⁼Е(аизм), а_Изм— показа­ние прибора при реальном законе детектирования, а_ист — скоррек­тированное показание, которое будет при линейном детектирова­нии. Чтобы получить данные для построения градуировочной кри­вой детектора, выход линии замыкают накоротко и определяют зависимость постоянной составляющей тока детектора от положе­ния зонда между точками, соответствующими узлу и пучности рас­пределения an_3M=Fi(l) (рис. 13.2,а). Эта кривая сравнивается с

синусоидальной зависимостью, которая будет при линейном детек­торе, если пренебречь шунтирующим действием зонда:

(Хист” (Хшах ист | sin р /1.

Эта зависимость также показана на рис. 13.2,а. По данным кри­вых а_ИСт=F(l) и a_H3M~Ei(/) строится градуировочная кривая де­тектора (рис. 13.2,6).

При использовании градуировочной кривой КСВН определя­ется ПО формуле /(ст U ~ ССист тах/ССист min*

Особого внимания заслуживает измерение больших значений КСВН {Ксти"^ Ю). В этом случае возникает трудность измерения малых значений a_min. Для ее устранения применяют следующий способ. Находят величину и положение минимума распределения электрического поля a_mm (рис. 13.3). На индикаторном приборе минимум напряженности устанавливается примерно на уровне по­ловины шкалы. Затем в пределах шкалы намечают уровень qamm.

,Смещая зонд в обе стороны от точки минимума до положений, при которых показания индикатора станут равными ^атш, изме­ряют расстояние w между этими точками. Если характеристика детектора нелинейна, по градуировочной кривой определяют ^_Ист. Выразим Ксти через w и q_HCT.

По определению

получаем К_ст

q=2 и квадратичном детекторе имеем _ л/sin* (Р w/2) + 1

У sin* (Рву/2)

Для облегчения практического применения этого выражения строят график зависимости Ксти от q_HCT и соД_в.

Другой способ измерения больших КСВН состоит в использо­вании аттенюаторов с плавной и точной установкой затухания на входе измерительной линии. Зонд измерительной линии устанав­ливают в положении минимума, уровень минимума устанавлива­ют равным более половины шкалы индикатора. Затем перемеща­ют зонд в положение максимума, одновременно вводится ослаб­ление. Уровень максимума устанавливают равным уровню мини­мума. Измеряется изменение затухания аттенюатора А—А_тах— —Amin, где А_тях и А_тщ — затухания, соответствующие установке зонда в положении максимума и минимума.

Очевидно,

Кст17=10^²°.

В данном случае характеристика детектора измерительной линии значения не имеет, поскольку измерения производятся при одном уровне сигнала на выходе детектора.

Остановимся на измерении фазы коэффициента отражения <р. Известно, что ф = 2р^тт—я, где d_mi_a—-расстояние от нагрузки до

ОТНОСИТеЛЬНО Ксти,

\E\mln

Учитывая соотношение

Яяег '■

\Е\

Условный конец линии

z=o

«-= V-

nln г

+ |Г|^а—2 |Г| cosР w

1 + |Г]²—2|Г| '

Г| = (Ксти~ 1)/(Кст С7+ 1), разрешая (13.1)

9ист ^

^ ^ sin* (Р т/2)

Цнст^У 2 и

. При Кст 17

f\£liy ⁼ у ист Klmin

1^"! min

первого минимума. На рис. 13.4 приведены две эпюры стоячих волн: при нагрузке линии Z„ и при коротком замыкании линии (Z==0). Поскольку картина стоячих волн вдоль линии повторяется через А,_в/2, можно видеть, что для измерения d_mm можно исполь­зовать любую точку, соответствующую узлу электрического поля при коротком замыкании линии. Величина d_mы будет равна рассто­янию от этой точки до первого от нее минимума измеряемого рас­пределения в сторону генератора.

Кроме того, если измерить расстояние от положения узла до положения первого минимума в сторону нагрузки, т. е. d!ти^ш “Лв/2—dmia, то ф=я—2pd^/mm. Таким образом, измерение фазы <р заключается в определении положений минимума и узла и рассто­яния между ними.

При линейном детекторе минимумы острее, чем максимумы. Поэтому при измерениях предпочитают рассматривать смещение минимума, а не максимума. Это различие исчезает при примене­нии квадратичного детектирования.

Для повышения точности определения положения минимума применяется метод вилки: определяют положения зонда, соответ­ствующие одинаковым показаниям прибора по обе стороны от ми­нимума и вычисляют полусумму координат этих положений. В случае квадратичного детектора эпюра стоячих волн является си­нусоидальной и точки наибольшей кривизны находятся посредине между максимумом и минимумом. Если же детектор линеен, то •следует различать два случая. Когда КСВН близок к единице, эпюра стоячих волн приблизительно синусоидальна и все ска­занное остается в силе. Когда КСВН велик, точки максимальной

крутизны располагаются близко к минимуму. Для получения боль­шей точности следует увеличить мощность генератора, чтобы стрелка в положении минимума отклонялась почти на всю шкалу.

На основе проведенных измерений /Сет у и 4in можно рассчи­тать коэффициент отражения Г и полное сопротивление

Г - }Г| е¹9 = —Sl4~.L _е> <² Р . (13.2)

Z — Z ^^{erU 0,5j}(*c²Tn 1) sin 2 P <f_m[_n

K%f и cos* P d_min 4" si*¹* P 4_mi_n

тде Zo — характеристическое сопротивление линии.

Эти величины могут быть найдены по круговой диаграмме под­лых сопротивлений, знакомой студентам из курса ОТЦ. Для это­го находят окружность, соответствующую измеренному значению /Сет v. Эта окружность пересекает линию чисто активных сопро­тивлений в точке, в которой значение нормированного активного сопротивления равно измеренному КСВН. По наружной окруж­ности диаграммы, начиная от точки, соответствующей X/Zo=0, откладывают отношение d_mi„lK_B в сторону нагрузки и получают точку N. Через точку N и центр диаграммы проводят радиус. На­ходится точка М пересечения радиуса с окружностью, соответст­вующей измеренному КСВН, и окружности постоянных значений R/Zo и X/Zo, проходящие через эту точку. Фаза коэффициента от­ражения находится по равномерной периферийной шкале диаг­раммы. В пучности фаза ф = 0, в узле ф = ±180°.

Рассмотрим пример. Пусть Кст a dmin=0,lA_B. Откладываем по пери­

ферии диаграммы АгппДв=0,1 в сторону нагрузки. Соединяем эту точку с центром диаграммы. Через пересечение радиуса с окружностью Кст н = О про­ходит окружность J?/Z_o = 0,45 и 2/2₀=—j 0,60. Следовательно, Z=R+] 2=0,45— —j0,60. Модуль коэффициента отражения определяется по равномерно разме­ренной линейке: j Г | = 0,5, а фаза по шкале фазы коэффициента отражения <р= =—109°.

Выше отмечалось, что в линии с потерями модуль коэффици­ента отражения возрастает по мере приближения к нагрузке, КСВН у нагрузки можно выразить через КСВН на входе линии формулой

Кст и= [th[arc th(l//C^(BX)_CT и—а I) ] ]->,

где / — длина линии, а — затухание, Нп/м. Это соотношение может быть использовано для измерения затухания, если разрешить его относительно а:

а = — ( arc th —^ arc th —-— \

¹ \ К\Ж Ксти У

В заключение рассмотрим измерение параметров малых неод­нородностей в линии передачи, не имеющих активных потерь (со­единители, переходы, сгибы). КСВН таких неоднородностей близок к единице. Способ измерения, состоящий в определении отноше­ния максимума распределения к минимуму, даст при этих усло­виях невысокую точность.

Рис. 13.5

На рис. 13.5,а изображена структурная схема установки для измерения параметров малых неоднородностей без потерь. Неод­нородность представляется четырехполюсником, характеризуемым тремя комплексными параметрами: коэффициентами отражения входа и выхода Su= |Sn|e-i’P" и 5г2⁼ !*^22!и коэффициентом передачи Si₂= |Si₂|e¹⁰, в которых лишь три величины являются независимыми, например, |Sn|, срц и q>22, а остальные связаны с ними соотношениями:

1 — (5₁₁|²= |S₁₂|²; 1— |S₂₂|* = |S₁₂|²; Q=S!i±JP»_±„i2.

Короткозамыкатель помещается на выходе исследуемого четы­рехполюсника и создает чисто стоячую волну во всем тракте. При перемещении короткозамыкателя (изменении г/г) распределение стоячей волны сдвигается.

С помощью измерительной линии можно фиксировать измене­ние d\ положения узла электрического поля. Если неоднородность отсутствует, то PiJi+P2^2=const.

Влияние неоднородности состоит в том, что она вносит цик­лическое изменение в величину при изменении d\ или d₂.

На рис. 13.5,6 показан график изменения величины Р^+Ргг/г в функции Pi^/i и указаны параметры, определяемые непосредствен­но из графика.

Модуль коэффициента отражения | Гвх| — !$u| — Sin 6m ах* Погрешности измерения КСВН, коэффициента отражения и полного сопротивления. Составляющие погрешности измерений этих параметров следующие:

погрешность, с которой известно волновое сопротивление ли­нии, зависит от допусков на изготовление линии и ддя совокуп­ности линий данного типа характеризуется СКО o_Z();

погрешность измерения отношения dmax/omm и положения мини­мума обусловлена случайной погрешностью индикаторного устрой­ства и зависит от его класса —о\к и о_1Ф;

погрешность из-за непостоянства глубины погружения зонда, вызывается неточностью изготовления механизма перемещения и: выражается СКО о₂к и <х_2ф;

погрешность за счет собственных отражений линии (от флан­цев, зонда щели и т. д.) — о₃к и о_ЗФ;

погрешность измерения положения минимума 04Г, определяет­ся погрешностью отсчета, классом индикаторного прибора и пере­ходным затуханием зонда;

систематическая погрешность из-за шунтирующего действия зонда — 6_СШ;

систематическая погрешность, обусловленная затуханием в из­мерительной ЛИНИИ — без-

Выше были приведены данные о максимальных погрешностях измерений значений /Сети и <р реальных измерительных линий.

Рассмотрим теперь определение погрешности измерений нор­мированных Я и Я, обусловленных погрешностями измерения Ксти

И rfmln-

Из (13.2) можно получить зависимости ^ — Fi(d_m\_n, Кет и) и- ^=F₂(dsr.iп» Ксти) - Тогда средние квадратические отклонения опре­деления величин Я и X будут

Производные dFilddmm, dFjdKcru, dFn/дКст и, dF₂/d_min с некото­рой потерей точности можно определить по круговой диаграмме.

Многозондовый измерительный преобразователь с неподвиж­ными зондами. В целях автоматизации измерений полных сопро­тивлений, получения непосредственного отсчета результата изме­рения на круговой диаграмме полных сопротивлений применяются многозондовые преобразователи с эквидистантно расположенными малоотражающими зондами. Распределение напряженности элект­рического поля вдоль линии однозначно определяется, если мини­мум в трех точках линии, расстояние между которыми задано, из­вестны значения напряженности или величины, ей пропорциональ­ной. Используя преобразовательную технику, реализующую соот­ветствующий алгоритм, можно, используя индуцированные в зон­дах сигналы, получить напряжения постоянного тока, пропорци­ональные составляющим коэффициента отражения |r|cos<p и j Г j sin ф, и отсчитывать искомые величины по круговой диаграм­ме, совмещенной с экраном ЭЛТ. Однако, как показывают иссле­дования, трехзондовые преобразователи весьма узкополосны. По­этому на практике применяют четырехзондовые преобразователи.

Структурная схема измерителя полных сопротивлений показа­на на рис. 13.6. Емкостные зонды расположены на расстоянии

Лвср/8, где А,вср — средняя длина волны диапазона (длина волны в линии передачи). Фазовые сдвиги между зондами на средней вол­не диапазона будут я/4, а при расстройке — бя/4, где б^Аюср/Яв.

Постоянные составляющие напряжения на нагрузках детекто­ров зондов при квадратичных их характеристиках, пренебрегая от­ражениями от зондов, можно на основании известных соотношений записать в виде:

^ = ^|£_П|²[1+|Г|²+2|Г| cos(ф—3/4яб)],

t/₂=^|£n|²[l+|r|²+2|r|cos(_?-n/46)],

^/₃=^|£п|²[1+|Г|²+2|Г| cos(q4-n/46)],

г/₄=^|£п|²[1+|Г|²+2|Г|со5(ф+3/4яб)],

где ф — фаза коэффициента отражения в опорной плоскости, по­казанной на рис. 13.6.

Напряжения с нагрузок детекторов после усиления подаются на отклоняющие пластины ЭЛТ. Разность потенциалов на пласти­нах ЭЛТ пропорциональна разности напряжений на нагрузках детекторов

= = |£J^a !Г| sin-^sin^ + ^y

Положение луча на экране ЭЛТ при постоянной амплитуде падающей волны определяется координатами:

х = К_ги_х = К₂\Т\ sin ф—j,

у = ^ U, = К_% ! Г | sin gin ( _Ф + 5А ),

k, ко, к_х, Ки К_г — постоянные величины, не зависящие от |Г| и ф. Отклонение луча ЭЛТ г пропорционально модулю коэффициента отражения |Г|, а угол 0 между вертикалью и вектором, проведен­ным через эту точку и центр ЭЛТ, пропорционален фазе коэффи­циента отражения:

г = К₃ |Г| sin У" 1 —2 cos ф cos (л/2) 6,

0 = arctg[l^{in(,p + (w/4)6)}1 [sin (ф— (я/4) 6)J

При % = ср, б ⁼ 1,

г=Го ⁼ /Сз|Г|, 0о=—(ф-ря/4).

Таким образом, плоскость трубки представляет собой плос­кость коэффициента отражения. Перед экраном ЭЛТ помещается прозрачный диск с нанесенной на нем круговой диаграммой.

Для правильного отсчета фазы ф трубка должна быть повер­нута относительно диаграммы на 45°. Светящая точка на экране соответствует коэффициенту отражения Г. Если тракт согласован, она находится в центре экрана. При изменении частоты генерато­ра светящаяся точка на экране описывает кривую, соответствую­щую изменениям Г в диапазоне частот.

При изменении частоты от среднего значения возникает мето­дическая погрешность измерения модуля и фазы коэффициента отражения

п 5 1 /' , п cos и б

« • Я 0 1 / 1 л (

,= 1— Sin-у у 1— cos2cp

■I

sm^q> + — j

+ Ф+Я/4.

sin (ф—б п/4)

В 10%-ной полосе частот максимальная погрешность волноводных измерительных приборов составляет 10% по модулю и 10% по фазе.

Значительного расширения рабочего диапазона частот можно добиться, если ввести в измерительную цепь компенсирующий си­гнал от б-го зонда.

3. МЕТОД НАПРАВЛЕННОГО ОТВЕТВИТЕЛЯ

Метод основан на раздельном ответвлении из исследуемого тракта колебаний с амплитудами, пропорциональными падающей и отраженной волнам. Вообще говоря, эти два колебания содер­жат информацию для измерения как модуля, так и фазы коэффи­циента отражения. Однако если информация о модуле извлекает­ся сравнительно простыми средствами, то информацию о фазе ко­эффициента отражения извлекать значительно сложнее.

j

А Ф = arc tg

	II '	Т	11	W£f	WEZ „ **
	U	с! В	К

РА

Измеритель

отношений

и_п

■«—ч

Рис. 13.7

Структурная схема измерителя КСВН показана на рис. 13.7. В нем применены два идентичных направленных ответвителя: один ответвляет падающую волну, другой—отраженную. Если харак­теристики детекторов квадратичны, то сигналы на их нагрузках будут

Н, = К|£п|²; и₂ = К\Е₀\г.

Сигнал на выходе измерителя отношений U=Ki\E₀\²/\E_n\^z = =Ki|r|². Шкалу измерительного прибора градуируют в значени­ях |Г] ИЛИ /Сет и-

Такие приборы называют рефлектометрами. Источниками по­грешности являются неидеальная направленность, неточность из­мерителя отношений.

Успехи в создании широкополосных направленных ответвите­лей и детекторных секций позволили разработать панорамные ре­флектометры, позволяющие наблюдать на экране ЭЛТ изменение КСВН в диапазоне частот.

Рис. 13.8

На рис. 13.8 изображена упрощенная структурная схема па­норамного рефлектометра. Амплитуда колебаний ЧМ-генератора (генератора качающейся частоты) поддерживается постоянной с помощью устройства автоматического регулирования мощности, управляемого напряжением на нагрузке детектора канала пада­ющей волны. На вертикально отклоняющие пластины ЭЛТ посту­пает сигнал от измерителя отношений, пропорциональный модулю коэффициента отражения, на горизонтально отклоняющие пласти­ны подается пилообразное напряжение от генератора развертки, которым модулируется генератор СВЧ. При линейной ЧМ на эк­ране получается изображение зависимости коэффициента отраже­ния от частоты. На прозрачном планшете, расположенном перед экраном трубки, наносятся горизонтальные линии, соответствую­щие значениям КСВН.

Следует обратить внимание на то, что измерителем КСВН мо­жно измерять модуль коэффициента передачи исследуемого че­тырехполюсника или ослабление, вносимое в тракт. Для этого по сравнению с рис. 13.7 и 13.8 направленный ответвитель отражен­ной волны включают так, чтобы он ответвлял сигнал падающей волны на участке между четырехполюсником и согласованной на­грузкой (рис. 13.9).

Промышленность выпускает панорамные измерители КСВН и ослаблений (модулей 5-параметров): Р2-52...Р2-54, Р2-70...Р2-72, РК2-47, Р2-56...Р2-61, Р2-65, Р2-66, Р2-67, перекрывая диапазон частот 20 МГц... 78 ГГц. Пределы измерения КСВН составляют

5. . 5 с основной погрешностью 4... 5%, а ослаблений —40...

■X согласованной

I^S,z I I нагрузке

(7/77 генератора

X

СЗ

+7 иг иг

_tH измерителю отношении

Рис. 13.9

...+30 дБ с погрешностью ±0,05|А_х\ +0,3 дБ, где |Л*|—изме­ренное значение ослабления. Приборы выполняются на основе сов­ременной технологии с применением полупроводниковых приборов и микросхем. В качестве генератора с ЧМ используются электри­чески перестраиваемый полупроводниковый генератор, а также генератор на ЛОВ.

Выпускают также автоматические приборы с цифровой инди­кацией результата (Р2-68...Р2-69), а также приборы с встроенной микропроцессорной системой, что обеспечивает автоматическую калибровку, запоминание исследуемых характеристик и проведе­ние сравнительных измерений, одновременное измерение КСВН и ослабления четырехполюсников, автоматическое обнаружение оши­бок и неверных действий оператора при измерениях, управление процессом измерения и обработки результатов.

Метод направленного ответвителя позволяет создать рефлекто­метры, измеряющие не только модуль, но и фазу коэффициента отражения. Их называют измерителями комплексных коэффициен­тов передачи, они применяются для измерения комплексных коэф­фициентов матрицы рассеяния. В этих приборах реализуется прин­цип переноса измерения из диапазона СВЧ в диапазон более низ­ких частот и измерение модуля и фазы коэффициента отражения на промежуточной частоте.

Чтобы обеспечить необходимую стабильность промежуточной частоты измерительный и гетеродинный сигналы получают от од­ного СВЧ-генератора с помощью преобразователя частоты, распо­ложенного в канале либо падающей, либо отраженной волны. Уп­рощенная структурная схема изображена на рис. 13.10. Найряже- ния во вторичной цепи направленных ответвителей WEI, WE2, вы­деляющих сигналы, пропорциональные падающей и отраженной волнам: u_n(t) =kU_a sin и u₀(t) =kU₀ з1п(ш/+ф), где ф — фаза коэффициента отражения.

Напряжение канала отраженной волны поступает на преобра­зователь U1, сдвигающий частоту сигнала на величину промежу­точной частоты Q. Таким образом, на вход квадратичного смеси­теля U2 поступают сигналы ы_п(/) = Uk_a sin at и u₀(t)'= = kU₀ sin[ (й) + £2)/+ф], а с его выхода после узкополосного филь­тра снимается сигнал разностной частоты:

Исм — k\T COS (Qf+ф).

Теперь следует извлечь информацию о |Г| и ф. Для этого напря-

жения подаются на два фазовых детектора U3, U4. На фазовые детекторы подается также напряжение частотой £2 от опорного ге­нератора G2, управляющего преобразованием частоты. На фазо­вый детектор U4 это напряжение подается через фазосдвигающую на я/2 ячейку WT1.

Напряжения на выходах фазовых детекторов U3, U4 будут

£/₃=^21ГI COS(p; Ui=k₂\T\ sinq>.

Эти напряжения подаются на отклоняющие пластины ЭЛТ. Поло­жение светящейся точки на экране будет соответствовать значе­нию коэффициента отражения: отрезок от центра до светящейся точки — модулю, а угол, образуемый им с вертикалью, — фазе.

В практических приборах используются генераторы СВЧ с ча­стотной модуляцией. При этом сигнал переменной частоты не бу­дет проходить через узкополосные цепи. Узкополосный же фильтр настроен на постоянную частоту £2. Вносимый им фазовый сдвиг устраняется при калибровке.

Преобразователем частоты служит фазовращатель, который вносит фазовый сдвиг а = £2/. Изменение фазы во времени эквива­лентно изменению частоты колебания.

Погрешность измерения модулей коэффициентов отражения и передачи обусловлена непостоянством их в различных узлах при­бора в диапазоне частот. Фазовая погрешность появляется из-за разной электрической длины опорного и измерительного каналов в диапазоне частот.

Серийные измерители комплексных коэффициентов передачи Р4-11, Р4-23, Р4-36 перекрывают диапазон частоты 1 ... 12 ГГц и воспроизводят на экране ЭЛТ модуль и фазу коэффициента отра­жения ПрИ /Сет t/=l ... 2, а также модуль — 60... +40 дБ и фазу ко­эффициента передачи коаксиальных устройств с погрешностью

бк = i5/Ссти> %, Д<р=±(-^ + 4у, ДЛ=(0,05|Л|+0,4) дБ.

Поляризационный метод содержит признаки метода измери­тельной линии и метода направленного ответвителя и состоит в том, что с помощью ответвляющих устройств линейно-поляризован­ная волна в основном тракте преобразуется в эллиптически поля­ризованную волну во вторичном волноводе круглого поперечного сечения. Параметры эллипса поляризации таковы, что отношение напряженностей электрического поля, соответствующих большой и малой осям, равны КСВН в основной линии, а угол между боль­шой осью и некоторым фиксированным положением несет инфор­мацию о фазе коэффициента отражения. Таким образом, стоячая волна в основном тракте воспроизводится по окружности круглого волновода. Распределение амплитуды поля по окружности может, быть снято с помощью электрического либо магнитного зонда (пе­тли). Один полный оборот зонда эквивалентен одной длине волны в основном тракте. Поляризационный метод реализован как в прямоугольных, так и коаксиальных волноводах.

В прямоугольном волноводе при волне типа Ню и отсутствии отражений поперечная Н_ж и продольная Н₂ компоненты магнитно­го поля определяются выражениями (рис. 13.11,а):

Н_ж⁼Яо sin(rc/ax)e^-]Pz; Н₂ = —j H₀cos(n/ax)e~^^z,

Рис. 13.11

где х, у, z — правая прямоугольная система координат: Н₀ — ве­личина, зависящая от мощности источника и параметров волно­вода; а —размер широкой стенки.

Поперечная и продольная составляющие сдвинуты по фазе на л/2. Изменяя х, можно найти точки, в которых | Н_ж | = j H_z |. В этих точках х=х^ будет кругополяризованное магнитное поле. По­этому, если в указанной точке широкой стенки прорезать отвер­стие и возбудить с торца круглый волновод, ось которого нор­мальна к плоскости широкой стенки и проходит через эту точку 336

(рис. 13.11,6), в круглом волноводе будет распространяться круго­поляризованная волна. Волновод выбирается таким, чтобы для волиы типа Нц он был запредельным, т. е. волна быстро зату­хала.

При наличии в основном тракте отражений комплексные ам­плитуды составляющих магнитного поля падающей и отраженной волн в точке х=хн, г—0 будут Я*_П = Я_П; Я_яо = —|Г|Я_пе1ф;

(13.3)

Нт = —]Н_п; Я₂₀ = ЛГ|Я_пе⁾'ч^>,

где ф—-фаза коэффициента отражения в плоскости г=0.

Можно видеть, что при данном фазовом сдвиге между состав­ляющими падающая волна будет возбуждать в круглом волново­де кругополяризованную волну с направлением вращения плоско­сти поляризации по часовой стрелке, отраженная — против часо­вой стрелки. Сумма двух кругополяризованных волн с противо­положным направлением вращения даст эллиптически поляризо­ванную волну.

Анализ (13.3) показывает, что максимум амплитуды поля бу­дет иметь место, когда угол между направлением вектора поля и осью х составит ф/2 или ф/2+я. При этом угле происходит ариф­метическое суммирование векторов падающей и отраженной волн.

Отношение большой полуоси эллипса поляризации #_П(1 + |Г|) к малой Я_п(1—j Г |) равно КСВН в основном тракте

^ Яюах _я_п(1 + |Г|)

л \ Mf U — •

я_т1п Я_п(1—|Г|)

Таким образом, если с помощью петли связи и индикатора инди­цировать уровень и положение большой и малой оси эллипса по­ляризации, можно получить исходные данные Ксти и ф для расче­та Г и Z.

Наиболее предпочтительной формой отверстия связи является гантельная (рис. 13.11,6). Она обеспечивает наибольшую магнит­ную связь при минимальной электрической связи, которая в дан­ном случае является нежелательной.

Измерение параметров эллипса поляризации с помощью пет­ли связи затруднительно из-за значительной паразитной емкост­ной связи. Поэтому для измерения параметров эллипса поляри­зации часто используют емкостные зонды. Применение одного подвижного зонда вызывает конструктивные трудности. Установка четырех идентичных неподвижных зондов в одной плоскости круг­лого волновода через 45° (подобно многозондовому преобразовате­лю, рассмотренному ранее) также конструктивно не удается. По­этому применяют систему из четырех отверстий связи, выполнен­ных в точках круговой поляризации, каждое из которых возбуж­дает свой волновод, нагруженный детекторной камерой.

В диапазоне частот смещается линия круговой поляризации и изменяется соотношение между составляющими поля, возбужда­ющими кругополяризованную волну, что вызывает частотную по­грешность. Для построения широкополосных преобразователей полного сопротивления детекторы в круглых волноводах повора­чивают на некоторый угол относительно оси z, отверстия связи сдвигают друг относительно друга вдоль оси г. Преобразователи подобного типа положены в основу автоматических измерителей полных сопротивлений. Частотная погрешность при измерении |Г| составляет не более 4% в диапазоне частот ±20%. Следует от­метить большую роль советского ученого И. К. Бондаренко в раз­работке и исследовании автоматических средств измерения пол­ных сопротивлений на основе поляризационного метода.

Как указывалось, поляризационный метод реализован также на коаксиальных волноводах.

Измерительный преобразователь представляет собой коакси­альный тройник (рис. 13.12,а), симметричные плечи которого 1 и

Рис. 13.12

2 нагружены на измеряемое полное сопротивление Z_x и образцо­вый конденсатор переменной емкости С. К несимметричному пле­чу подводится сигнал от генератора. Над центром тройника вер­тикально располагается круглый волновод. Ось волновода сов­падает с центром разветвления. В области разветвления возника­ет сложное поле. Однако в волноводе может распространяться только волна типа Нц. Это достигается применением фильтра, обеспечивающего затухание всех волн, кроме Нц. В волноводе ус­танавливается петля связи, которая может вращаться вокруг оси волновода. Индикатором ЭДС, наводимой в петле связи, служит электронный вольтметр.

Выразим токи в разветвлении. Ток, протекающий в направ­лении координаты х, равен 1_Х=1\—/г, а ток в генераторном плече (протекает в направлении координаты у) где 1_Х и

i2 — токи в симметричных плечах. Пусть полная нормированная проводимость, пересчитанная в плоскость разветвления из плос­кости подключения измеряемых нагрузок, будет Y_x = l/Z_x=g-\-')b.

Полная проводимость конденсатора, пересчитанная в плоскость разветвления, должна быть У_с = j- При единичном напряжении в месте разветвления^ ток l_x⁼g^Jr\ Ь—j и ток t_v=g-j-j b+j, а орто­гональные составляющие напряженности магнитного поля: Й_у= = a(g-\-']b—j), Ii_x=a(g+i b+j). где а — постоянная величина. Этими составляющими возбуждается круглый волновод. Поляри­зация волны типа Нц, распространяющейся в круглом волново­де, зависит от соотношения амплитуд и разности фаз Й_у и Й_х. При разности фаз л/2, что имеет место при согласованной нагруз­ке (g=l, b = 0), в волноводе будет распространяться кругополяри­зованная волна; при нулевой разности фаз (чисто реактивная на­грузка)— линейно-поляризованная волна Нц, плоскость поляри­зации которой зависит от характера реактивности; в промежуточ­ных случаях — эллиптически поляризованная волна (рис. 13.12,6).

Анализ показывает, что отношение большой оси эллипса по­ляризации К малой равно /Сет U = #max/#min. ВеЛИЧИНЫ, ПрОПСфЦИ- оиальные Я_тах и Я_тщ, определяются поворотом петли связи и из­мерением экстремальных показаний электронного вольтметра.

Разность угловых положений петли, соответствующих малой оси эллипса, при включении в плечо 2 измеряемого сопротивле­ния бпппя и его размыкании 0_mmp равна половине фазы коэффи­циента отражения, т. е. ф/2=0_ття—0ттр- Устройства рассмот­ренного типа реализованы в виде серийных измерителей полных сопротивлений в метровом и дециметровом диапазонах (P3-32... ...P3-35), предназначенных для измерений в коаксиальных трактах с волновым сопротивлением 50 и 75 Ом. Пределы измерения КСВН

1. .10, погрешность при K_CTU^Z2 не превышает ±7,0%. Пределы измерения фазы составляют 0... 360°, а погрешность ^7° (при

АстЯ^2) .

5. МЕТОД ДВЕНАДЦАТИПОЛЮСНИКА

Метод состоит в использовании 12-полюсника — пассивного линейного уст­ройства с шестью выводами (плечами) и измерении мощности в четырех пле­чах (рис. 13.13). К двум оставшимся подключается измеряемая нагрузка и

Pf PZ .PS /°4

Н нагрузке

I

Рис. 13.13

генератор. Комплексный коэффициент отражения (полное сопротивление) оп­ределяется косвенным путем по результатам прямых измерений только вещест­венных величин — мощностей или величин, им пропорциональных. Метод эф­фективен при использовании ЭВМ для расчета, калибровки, коррекции пог­решностей.

Согласно общей теории для произвольного 12-,полюсного волноводного раз­ветвления [37] коэффициент отражения Г некоторой нагрузки, подключенной к одному из плеч, определяется по показаниям ваттметров Р₍ в четырех пле­чах (г= 1, 2, 3, 4) из уравнения:

^ (FI + j Gi) Pi =1 Hi Pi

Г = Т) + j£== |Г | (cos<p—jsin<p)=2

где FGj, Hi — вещественные константы.

Записывая раздельно уравнения для действительной и мнимой части, по­лучаем

i=i i=i i=i I i=i

;=1

Двенадцать констант должны быть определены калибровкой. При калиб­ровке к нагрузочному плечу подключаются образцовые нагрузки с известными коэффициентами отражения: короткозамыкающие отрезки различной длины, нагрузки с промежуточным значением модуля коэффициента отражения. Все­го должно быть проведено 12 измерений, записано 12 уравнений. Не нарушая общности рассмотрения, константы можно нормализовать, если, например, при­нять #4=1. Следовательно, потребуется определить 11 независимых констант. Существует несколько способов калибровки. Один из них требует использо­вать в качестве образцовых нагрузок четыре короткозамкнутых отрезка раз­личной длины (Г], Гг, Г_3> Г₄), согласованную нагрузку (|Гб|=0, q>5=0) и промежуточную нагрузку с 0,3<|Г₆[<0,7. Для повышения точности допускают избыточность при калибровке, например, используют промежуточную нагрузку с точно измеренной фазой коэффициента отражения фб. Искомые константы Ь\, Gi и Hi находят, решая совместно систему 11 линейных уравнений на ряде частот диапазона.

На рис. 13.14 изображена структурная схема установки для исследования коэффициента отражения на основе 12-полюсника. Хотя теория справедлива для произвольного 12-полюсннка, в установке применена схема, обеспечиваю­щая такие соотношения между мощностями в плечах в диапазоне изменения коэффициента отражения Г, прн которых достигается высокая точность. Две- надцатиполюсник включает в себя направленные ответвители WE1 (6 дБ) и WE2 (10 дБ), делители 1 и 2, гибридные соединения 180° — #i и #₂, гибрид­ное соединение 90° — Q. Исследования показывают, что целесообразно в ка­честве четырех измерительных плеч взять Рj, Pi, Р₃, Р₄, а не Р\, Pi, Рз, Ръ. Плечо Ръ целесообразно использовать для визуальной индикации коэффициента отражения на экране осциллографа. Если обозначить комплексную амплитуду падающей волны 6, а отраженной а, то Г=а/б. Мощности Р\, Pi, Рз, Р₄, Ръ будут приблизительно пропорциональны |а&+а|^а, |а6—а\², \ab—ja|^a, 6^a,

|a6+ja|^a соответственно, где 1,6 представляет собой отношение ответвлен­ного сигнала при связи 6 дБ и 10 дБ. Разности Рj—Pi и Рз—Ръ приближен­но пропорциональны действительной и мнимой частв коэффициента отражения соответственно. Эти сигналы подаются на горизонтально и вертикально откло-

няющие пластины осциллографа. При перемещении короткозамыкателя WKI можно наблюдать вращение вектора Г.

Точный результат представляется «а печатающем устройстве, связанном с микро-ЭВМ. Цифровой вольтметр запрограммирован на снятие серии из 25 показаний при каждом напряжении. Вычисляется среднее значение и среднее квадратическое отклонение. Если СКО оказывается больше предварительно выбранного значения, снимаются дополнительные серии.

Каждому высокочастотному измерению предшествуют измерения уровня напряжения постоянного тока в каждом канале. Из результата высокочастот­ного измерения этот уровень вычитается, чем исключается влияние термо-ЭДС и дрейфа нуля усилителей.

Необходимо подчеркнуть требование к измерителям мощности — посто­янство входного сопротивления. Весьма подходящими являются термоэлектри­ческие ваттметры. Калибровка и идентификация преобразователей может про­изводиться без извлечения их из схемы.

Метод 12-полюсника позволяет получать результаты при измерении коэф­фициента отражения устройств, построенных иа осиаве другой линии пере­дачи. Для этого измеряемая нагрузка должна включаться через переход.

Вычислительная машина может быть запрограммирована для расчета S- параметров перехода. S-параметры перехода можно определить из уравнения r_Bx=Sii+riiS₂iSi2/(l—S₂₂r_a), где Г„х — входной коэффициент отражения, а под Г_н понимается коэффициент отражения образцовой нагрузки, которая при­меняется для определения S-параметров. Их должно быть минимум три. Обыч­но это две короткозамкнутых нагрузки и одна согласованная.

Зная S-параметры, коэффицвеит отражеивя иевзвестной нагрузки можно рассчитать по формуле

т_х- ^r~^Sl1

s|i -Ь Si* (Г—S*i)

где Г — коэффициент отражения, измеренный установкой.

Оценка точности измерительной установки производится путем подсоедине­ния к плечу измеряемой нагрузки прецизионного подввжного короткозамыка- теля WK1, перемещения его отрезками по Я_в/2 и измерения модуля в фазы коэффициента отражения.

Достигнута погрешность измерения модуля в фазы коэффициента отраже­ния о„=0,006% и сх_ф =0,1°.

В заключение отметим, что применение двух 12-полюсников позволяет соз­дать анализатор параметров матрицы рассеяния 4-полюонвка. Схема вклю­чения 12-полюсииков показана ка рис. 13.15. Исследуемый 4-полюсник А1

гп	Р/2
*dB	-<г

WV1 pz |—I	1—1 Р1	ч	ь	РЗ	j
*г	at	аг	4	9

'pi Р2 РЗ РЬ ^Г1 ⁼ 4' а_г pt Р2 РЗ Р4

\Ги$ний I каЗель

Рис. 13.15

включается между двумя 12-полюсииками А2 и АЗ. Комплексные коэффициен­ты отражения Г] и Г₂ измеряются с помощью измерителей мощности.

Искомые параметры матрицы определяются из системы восьми уравненвй, получаемой на основе соотношения: Г1Г₂= T^Sii+r₁S22+>Si252i—S11S22.

5. ИМПУЛЬСНЫЙ МЕТОД

Импульсный метод применяется для измерения коэффициента отражеивя неоднородности в линии передачи, расстояния до вее, характера неоднород­ности и характера повреждения линии передачи (разрыв, короткое замыкание), измерения импульсной характеристики неоднородности и других величии.

Метод состоит в том, что в исследуемую линию передачи посылаются ко­роткие зондирующие видеоимпульсы, которые, распространяясь в линии, час­тично или полностью отражаются от неоднородности и возвращаются иа вход. Измеряется временной интервал между зондирующим и отраженным импуль­сами, а также отношение амплитуд.

Расстояние L до неоднородности определяется в предположении отсутствия

■

342

двсперсии в линии по формуле L=то_л/2, где а_л — скорость раслростраяенвя электромагнитных воли в линии передачи.

Коэффициент отражения ие од народности определяется по формуле

р _ Up _ Z₀₁—z₀

~ u_a ~ z_n + z₀ ’

где Uз, Uо — амплвтуды зондирующего и отраженного импульсов, Z₀t и Z₀~— волновое сопротивление на поврежденных участках и номинальное волновое сопротивление.

По знаку коэффициента отражения, т. е. по полярности отраженного им­пульса относительно зондирующего, можно судить о характере неоднороднос­ти — отраженный импульс сохраняет свой знак при увеличенном сопротивле­нии в месте отражения относительно волнового сопротивления линии н меня­ет свой эиак при уменьшенном сопротивлении в месте отражения. Прв Г=0 линия передачи не содержит неоднородностей волнового соцротввлеиия, при Г=1 происходит полное отражение: если Г = + 1, то в линии холостой ход, лв- бо имеется разрыв, если Г=—I, то в линии короткое замыкание.

Измерительные приборы, созданные иа основе импульсного метода, назы­ваются импульсными рефлектометрами (группа Р5). Их применяют для конт­роля длинных коаксиальных радиочастотных (вплоть до 300 МГц) кабелей и линий электропередачи длиной до 300 км.

В качестве индикаторного прибора в импульсных рефлектометрах исполь­зуются ЭЛТ, магнитоэлектрические приборы, самописцы.

В современных импульсных рефлекторах используются стробоскопические осциллографы с эффективной полосой пропускания 5... 10 ГГц. Примевевне стробоскопических осциллографов и встроенных ЭВМ позволяет выполнить большой объем вычислений и проанализировать эквивалентные схемы и слож­ные системы неоднородностей.

Метрологические характеристики импульсных рефлектометров зависят от длительности фронта измерительных импульсов и полосы пропускания модуля­тора, усилителя, временного селектора и т. д.

Промышленность выпускает серийно импульсные рефлектометры микро-, нано- и пикосекундного диапазонов. Например, Р5-8 со стрелочным индикатором (позволяет измерять расстояния до неоднородностей — до 2 км с погрешностью 1%, эквивалентная полоса прибора — до 200 МГц, ручной и автоматвческий режим наблюдения и записи импульсной характеристики) и Р5-11 на ЭЛТ (из­меряет расстояния до неоднородностей наиболее высокочастотных и СВЧ коак­сиальных кабелей — до 200 м с погрешностью 2%, эквивалентная широкопо- лосиость до 3 ГГц).

В современной СВЧ-техиике применяются полые волноводы, волоконные линии, лучеводы. Полоса пропускания этих линий достаточна для передачи кратковременных (Ю^-9 с) радиоимпульсных сигналов, что позволяет распрост­ранить на них методы импульсной рефлектометрии. При полосе пропускания порядка 10% от несущей частоты вполне точные результаты дает измерение огибающих радиоимпульсов. Огибающая отраженных сигналов несет информа­цию о местоположении и модуле коэффициента отражения нерегулярностей линии передачи. Один из волноводных радионмпульоиых рефлектометров, ра­ботающий в диапазоне 7,5... 11 ГГц, использует зондирующие импульсы 2... ... 20 не.