Для магистратуры / CMOS_IC
.pdf
100
10.2.2. Быстродействие ОУ
Простейшие оценки быстродействия ОУ могут быть получены на основе его схемы на рис.10.1,а.
Согласно теореме Миллера, первый каскад ОУ нагружен на эквивалентную емкость
Ceq = CC (1+ A2 ) CC A2 . |
(10.7) |
Передаточная функция первого каскада на высоких частотах имеет вид
A1 (s) = gm1Zout = gm1 (sCC A2 ). |
(10.8) |
А передаточная функция всего ОУ (при А3 ≈ 1)
A(s) = −A2A1(s) = −gm1 (sCC ) |
(10.9) |
Предельная частота. Частота единичного усиления – предельная частота, вытекает из формулы (10.9)
ωm = gm1 CC |
(10.10) |
Скорость нарастания. Скорость нарастания определяется зарядкой емкости СС максимальным током, который для схемы на рис.10.2
Sr ≡ |
dv |
out |
|
max = |
IC |
C |
max |
= |
I |
D5 |
= |
2 I |
D1 |
. |
(10.11) |
|
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
dt |
|
|
CC |
|
CC |
|
CC |
|
||||||
Подставив в выражение (10.11) СС из формулы (10.10) получим
Sr = |
2 |
ID1 |
ωm = V01 |
ωm |
(10.12) |
|
µpCox (W L)1 ID1 |
||||||
2 |
|
|
|
|||
Частотная характеристика ОУ. Для точного анализа поведения ОУ требуется определить его частотные характеристики. Малосигнальная эквивалентная схема ОУ (без учета выходного каскада) приведена на рис.10.3.
Рис.10.3. Эквивалентная схема ОУ
Здесь введены обозначения:
101
R1 = rd 4 || rd 2 ; |
R2 = rd 6 || rd 7 ; Rc = rd10 |
= |
1 |
|
; |
µn Cox (W L)10 |
|
||||
|
|
|
V010 |
||
C1 = Cdb 2 +Cdb 4 +Cgs 7 ; С2 = Сdb6 + Cdb7 + Cgs8; C2 .> C1.
Вначале рассмотрим работу ОУ без компенсирующего сопротивления
(RC = 0). Передаточную функцию A(s) запишем в виде |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
A(s) = − |
gm1gm7 R1R 2 (1−sCC |
|
gm7 ) |
, |
|
(10.13) |
||||||||||
где: |
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
1+sa +s2 b |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
a = (C2 +CC )R 2 +(C1 +CC )R1 +gm7 R1R 2CC , |
|
|
(10.14) |
|
|
|
|||||||||||
b = R 1R 2 (C1C 2 |
+ C1C C + C 2 C c ). |
|
|
|
(10.15) |
|
|
|
|||||||||
Представим ее знаменатель, как |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
D(s) = (1+s ωp1 )(1+s ωp2 ) 1+s ωp1 +s2 |
(ωp1ωp2 ).;(10.16) |
||||||||||||||||
ωp1 |
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
; |
|
R1[C1 + CC |
(1 |
+ gm7 R 2 )] + R 2 (C2 + CC ) |
|
gm7 R |
|
|
|||||||||||
|
|
|
1R 2 CC |
||||||||||||||
|
|
|
|
|
gm7CC |
|
|
gm7 |
|
|
|
|
|
(10.17) |
|||
|
ωp2 |
|
|
|
|
|
|
|
; |
|
|
(10.18) |
|||||
|
|
C1C2 +C1CC |
|
C1 |
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
+C2Cc |
+C2 |
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
ωz = |
−gm7 ., |
|
|
|
|
|
|
|
|
(10.19) |
||
|
|
|
|
|
|
CC |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
где ωp1 – доминирующий полюс передаточной функции; ωp2 – высокочастотный полюс передаточной функции; ωz – ноль передаточной функции.
Если положить в (10.13) СС = 0 (компенсация отсутствует), то по-
люса передаточной функции принимают значения |
|
ω1 =1 (R2C2 ) |
(10.20) |
ω2 =1 (R1C1 ) |
(10.21) |
Обычно выполняется неравенства:ωp1 << ω1, ω2 << ωp2.
Таким образом, введение компенсирующей емкости CC раздвигает полюса передаточной функции (рис.10.4,а), что уменьшает частоту единичного усиления ωm ниже второго полюса, обеспечивая абсолютную устойчивость ОУ. Однако абсолютная устойчивость ОУ не гарантирует качества переходного процесса. При больших значениях компенсирующей емкости СС уменьшается скорость нарастания выходного сигнала, а
102
при малых ее значениях увеличивается время установления, вследствие слабодемпфированных колебаний (рис.10.5).
Рис.10.4. Частотная (Боде) характеристика ОУ до и после компенсации: а – ампли- тудно-частотная; б – фазо-частотная.
103
Рис.10.5. Переходная характеристика ОУ.
10.3. Методы компенсации ОУ
Для оптимизации переходных процессов и частотной характеристики ОУ используют различные методы компенсации:
1) компнсация Миллера:
а) с конденсатором в цепи обратной связи инвертирующего усилителя для разделения полюсов передаточной функции (рис.10.6,а); б) с обнуляющим резистором, включенным последовательно с кон-
денсатором, сдвигающим нуль передаточной функции в область отрицательных частот ( рис.10.6,б)
в) с буферным усилителем, ликвидирующим прямую связь
(рис.10.6,в);
2)с опережающей связью (рис.10.6.г);
3)самокомпенсацию – увеличение емкости нагрузки.
104
Рис.10.6. Методы компенсации ОУ: а –с конденсатором для разделения полюсов; б – c обнуляющим резистором; в – с буферным усилителем; г – с опережающей связью
10.3.1. Компенсация Миллера.
Передаточная характеристика двухкаскадного ОУ (10.13) имеет два полюса и один нуль. Они вносят сдвиг в выходное напряжение
Arg[Aβ] = ±180o − arctg( |
|
ω |
) − arctg( |
|
ω |
) − arctg( |
ω |
).(10.22) |
|
ωp1 |
|
ωp2 |
|
||||
|
|
|
|
|
ωz |
|||
Если потребовать, чтобы на предельной частоте запас по фазе был не менее φ, то из (10.22) следует
o |
|
ω |
m |
|
|
|
ω |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
m |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
180 |
− φ = arctg(A(0)) + arctg |
ωp2 |
|
|
+ arctg |
ωz |
|||
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
||||
o |
|
|
ω |
m |
|
|
ω |
|
|
|
|
|
|
|
|
m |
|
|
|
|
|
|
||||
90 |
+ arctg |
|
|
|
|
+ arctg |
|
|
|
|
|
ωp2 |
|
|
ωz |
||
|
|
|
|
|
|
|
||
Отсюда получаем
φ≈ 90°−arctg( ωm ) −arctg(ωm )
ωp2 ωz
=
.(10.23)
(10.24)
105
Таким образом, для обеспечения запаса по фазе требуются определенные соотношения между недоминирующим полюсом и нулем передаточной характеристики (между отношениями крутизны и нагрузочными емкостями каскадов). Так, при ωz > 10 ωm для запаса по фазе в 45º из (10.21с) находим требование на ωp2
ωp2 ≥1.22 ωm |
(10.25) |
В ряде случаев демпфирование колебаний при запасе по фазе в 45˚ недостаточно, рис.10.5. Оптимальным является фазовый запас примерно в 60˚, при котором нарастание фронта сигнала происходит без заметных (менее 9%) выбросов. В таком случае
ωp2 ≥ 2.2ωm . |
(10.26) |
Принимая во внимание, что ωz = gm7 / CC > 10 ωm = 10 gm1 / CC, имеем gm7 > 10 gm1 и с учетом (10.18)
ωp2 = gm7 C2 2.2gm1 CC . |
(10.27) |
Значит |
|
CC 0.22C2 |
(10.28) |
Таким обюразом, при больших отношениях крутизны gm7 и gm1 простая компенсация Миллера дает требуемый запас по фазе. При малых отношениях демпфирование колебаний требует увеличения компенсирующей емкости.
Иногда в цепь компенсации для снижения емкости СС последовательно с ней вводят резистор RC (рис.10.6,б). В качестве резистора используют МОП-транзистор М10, величина сопротивления которого зависит от режима, задаваемого смещением VR на затвор (см. рис.10.2).
R C = rd10 |
= |
1 |
|
(10.29) |
µn Cox (W L)10 |
|
|||
|
|
V010 |
||
10.3.2. Компенсация Миллера с обнуляющим резистором
При введении компенсации собнуляющего резистором (см. рис.10.6.в) в эквивалентной схеме на рис.10.3, резистор RC становится ненулевым, и передаточная функция схемы изменится. У нее появится еще один полюс
CC 0.22C2 , |
(10.30) |
который обычно гораздо больше ωm. |
|
Вместо прежнего нуля (10.19) появляется новый нуль |
|
ωz = −1 CC (1 gm7 − RC ) |
(10.31) |
106
величина и знак которого зависят от сопротивления RC, т.е. от размеров М10. Прежние полюса ωр1 , ωр2 почти не изменяются.
Рассмотрим некоторые варианты использования возможностей компенсации с обнуляющим резистором:
1) при RC = 1/gm7, обратить знаменатель (10.31) в нуль, тогда нуль передаточной характеристики сдвинется в область очень больших частот, им можно будет пренебречь и сдвиг фаз уменьшится, а запас по фазе вырастет.
Положив в (10.24) второе слагаемое равным нулю, получим
φ ≈ 90°−arctg( |
|
|
ωm |
|
|
) |
(10.32) |
|
|
ωp2 |
|
|
|||
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
Отсюда следует, что для запаса по фазе в 45º требуется выполнение условия
ωp2 ≥ ωm , |
(10.33) |
а для запаса по фазе в 60 º |
|
ωp2 ≥1.73 ωm |
(10.34) |
2)увеличив RC, сделать нуль передаточной функции отрицательным и совместить его со вторым полюсом – понизить порядок знаменате-
ля передаточной функции. При RC = (1/gm7 ) (1 + (С1 + С2) / CC) нуль компенсирует второй полюс. Это оптимальное решение, если емкостная на-
грузка СС заранее определена, а все параметры схемы ( С1 , С2 , RC , gm7 ) можно задать точно;
3)увеличить RC так, что ωz = 1,2 ωm, т.е. приблизить нуль к предельной частоте усилителя. Как показывает анализ, сама величина ωm возрастет.
10.4.Методика проектирования двухкаскадного усилителя (ОТУ)
10.4.1. Исходные требования
Проектирование ОТУ (ОУ) представляет собой итерационный процесс. Рассмотрим упрощенную методику проектирования типового ОТУ, рис.10.7.
107
Рис.10.7. Операционный усилитель с n-МОП на входе.
Исходные требования для проектирования:
1) |
коэффициент усиления в статике |
– А; |
2) |
полоса пропускания |
– ωm; |
3) |
входной диапазон |
– Vinmin, Vinmax; |
4) |
емкость нагрузки |
– CL; |
5) |
скорость нарастания |
– Sr; |
6) |
выходной диапазон |
– Voutmin, Voutmax; |
7) |
мощность рассеяния |
– P; |
8) |
метод компенсации – Миллера. |
|
10.4.2.Последовательность этапов проектирования:
1.Выбор минимальной длины каналов транзисторов, обеспечивающей малую величину и малый разброс коэффициента модуляции канала λ и хорошее согласование транзисторов в токовом зеркале. Для про-
стоты будем считать значения λ и Vt одинаковыми для всех транзисторов, а k = Coxµ одинаковыми для транзисторов одного типа.
2.Расчет эффективного напряжения на затворах транзисторов, (из
10.6):
V0 = VA |
A |
(10.35) |
3. Проверка требуемой скорости нарастания, (из 10.12): |
|
|
Sr |
≤ ωm V0 |
(10.36) |
Если (10.36) не выполняется, необходимо скорректировать исходные дан-
ные (А, Sr, ωm).
108
4. Выбор соотношения размеров и крутизны транзисторов первого и второго каскадов:, а) исходя из требований к полюсам и нулям при компенсации Миллера:
ωz=10 ωm;
б) исходя из топологических соображений, например: gm7= 3 gm1;
в) оптимизируя некоторую целевую функцию, например потребляемую мощность.
5.Выбор компенсационной емкости исходя из запаса по фазе РМ
исоотношения крутизны входного и выходного каскадов, так для варианта 4а и запаса по фазе 60º.
CC 0.22CL , |
(10.37) |
а для варианта 4б с использованием обнуляющего резистора и запаса по фазе 45º
CC 0.22CL |
(10.38) |
6. Расчет крутизны и размеров транзисторов дифференциальной
пары
gm1 = CC ωm ; |
|
|
|
(10.39) |
(W L) = (W L) |
2 |
= gm1 |
(10.40) |
|
1 |
k1 |
V0 |
|
|
|
|
|
||
7. Расчет размеров остальных транзисторов
(W L)3 |
= (W L)4 = |
gm1 |
; |
(10.41) |
||
|
|
|
|
k3 V0 |
|
|
(W L)5 |
= |
2 gm1 |
; |
|
|
(10.42) |
|
|
k1 V0 |
|
|
|
|
(W L)6 |
= |
3 gm1 |
; |
|
|
(10.43) |
|
|
k6 V0 |
|
|
|
|
(W L)7 |
= |
3 gm1 . |
|
|
(10.44) |
|
|
|
k7 V0 |
|
|
|
|
8. Расчет тока дифференциального и выходного каскадов |
|
|||||
I5 = gm1 V0 ; |
|
|
|
(10.45) |
||
I6 =1.5 gm1 V0 . |
|
|
|
(10.46) |
||
9. Определение входного диапазона: максимальное напряжение
Vin max = VDD −V0 |
(10.47) |
109
минимальное напряжение
|
Vin min = VSS + 2V0 + Vt |
(10.48) |
10. |
Определение выходного диапазона |
|
|
Voutmin = VSS + V0. |
(10.49) |
|
Vout max = VDD + VO |
(10.50) |
11. |
Определение потребляемой мощности |
|
|
P = (I5 + I6 )(VDD −VSS ) |
(10.51) |
12.Уточнение параметров: Р, Vinmax, Vinmin.
13.Моделирование схемы и установление ее соответствия требо-
ваниям (спецификации).
10.5. Однокаскадные ОТУ
Во многих случаях современные операционные усилители работают на емкостную нагрузку. При такой нагрузке необходимость в мощном выходном каскаде с низким выходным сопротивлением отпадает. Операционный усилитель может иметь высокое выходное сопротивление, т.е. работать как источник тока, управляемый входным напряжением. Подобную функцию выполняет и отдельный МОП транзистор, но его выходное сопротивление во многих случаях слишком мало. Методы повышения выходного сопротивления хорошо известны и уже были описаны при рассмотрении источников постоянного тока. Задача состоит в обеспечении высокого быстродействия и большого выходного диапазона. Причем большая емкостная нагрузка облегчает стабилизацию операционного усилителя, но он должен иметь высокую крутизну. Операционные усилители с такими свойствами называют операционными трансформирующими усилителями (ОТУ).
Простейшие однокаскадные ОТУ. Операционные трансформи-
рующие усилители (ОТУ) преобразуют входное напряжение в выходной ток, т.е. они являются источниками тока, управляемыми напряжением. Поэтому его усилительные свойства описываются крутизной.
Важными параметрами ОТУ, характеризующими их как источники тока, являются выходное сопротивление (проводимость) и диапазон выходного сигнала.
Простейшим ОТУ является отдельный МОП, питаемый источником тока, рис.10.8,а. Для повышения его выходного сопротивления, как и в токовых зеркалах, используют каскодное включение:
простой каскод, рис.10.8,б;