Агаханян Електронные устройства в медицинских приборах 2010
.pdfсимпедансных ИОУ. Речь идет о возможности изменения коэффициента усиления при неизменной полосе пропускания усилителя и соответственно времени нарастания фронта.
Вряд ли можно считать достоинством схемы, если при меньшем коэффициенте усиления время нарастания фронта не уменьшается, а остается такой же величины, что и при большем Kи. Отметим, что таким достоинством, если так можно выразиться, обладают не только трансимпедансные ИОУ, но и обычные микросхемы.
Все указанные недостатки усилителей на трансимпедансном ИОУ не проявляются при шунтировании резисторов в цепи обратной связи R1 и R2 конденсаторами C1 и С2 (при соответствующем выборе их емкостей), используемыми для коррекции. Коррекция RC-цепью в канале передачи сигнала обратной связи позволяет реализовать быстродействующие и высокочастотные возможности трансимпедансных ИОУ не только в схемах импульсных усилителей, но также в широкополосных и высокочастотных полосовых усилителях. При этом отпадает необходимость использования ИОУ с внутренней коррекцией посредством интегрирующей емкости Скор, в значительной степени ухудшающей быстродействующие и высокочастотные показатели трансимпедансных ИОУ.
3.7.Широкополосные усилители
3.7.1.Назначение и основные параметры широкополосных усилителей
Широкополосные усилители представляют собой усилители с широкой полосой пропускания гармонических сигналов, со сравнительно равномерной АЧХ и линейной ФЧХ в полосе пропускания. Верхняя граничная частота широкополосного усилителя обычно превышает сотни килогерц и десятки мегагерц, а нижняя граничная частота, как правило, несравненно меньше верхней. Она может быть нулевой для усилителей постоянных сигналов и всего единицы герц и меньше для усилителей переменных сигналов.
181
Широкополосные усилители имеют ограниченное применение и в основном встречаются в измерительных и радиотехнических устройствах, предназначенных для воспроизведения гармонических сигналов.
Как известно, импульсные усилители тоже представляют собой усилители с широкой полосой пропускания, поэтому большинство положений, связанных с проектированием импульсных усилителей, коррекцией линейных искажений, выбором элементной базы и т.д. (см. п. 3.6), распространяются и на широкополосные усилители. Основное отличие последних от импульсных усилителей заключается в методе их анализа и проектировании: широкополосные усилители рассчитываются частотным (гармоническим) методом. При этом обычно стремятся выбрать параметры корректирующих цепей так, чтобы усилитель в заданной полосе частот обладал равномерной АЧХ и линейной ФЧХ.
Основными параметрами широкополосного усилителя, как и всякого электронного усилителя, являются коэффициент усиления Ки (чаще всего по напряжению), входное и выходное сопротивления. Линейные искажения усиливаемого сигнала определяются частотной характеристикой, для описания которой в ТЗ включаются граничные частоты: верхняя fв и нижняя fн, разностью которых определяется полоса пропускания fп = fв – fн; неравномерность АЧХ в полосе пропускания ε. Эти параметры определяются допустимыми искажениями сигнала в заданной полосе частот.
Поскольку в широкополосных усилителях граничные частоты отличаются друг от друга на несколько порядков, то АЧХ или ФЧХ такого усилителя в области высших частот можно представлять независимо от АЧХ (ФЧХ) в области низших частот. Поэтому при синтезе схемы усилителя, удовлетворяющей требованиям в области высших частот, рассматривают ту часть АЧХ (ФЧХ), которая расположена вблизи верхней граничной частоты fв, считая fн = 0 (так как fн << fв). При этом изображение нормированной АЧХ, т.е.
М( f ) = KK( f ) имеет вид графика, показанного на рис. 3.8. В тео-
рии цепей такая АЧХ известна как АЧХ ФНЧ. Таким образом, синтез широкополосного усилителя в области высших частот можно
182
реализовать на основании тех положений теории фильтров, которые были разработаны для ФНЧ.
Однако необходимо иметь в виду, что в широкополосном усилителе искажения в области высших частот определяются инерционностью транзисторов и паразитными реактивностями, тогда как в ФНЧ в этой области АЧХ формируется включением реактивных элементов (конденсаторов и индуктивностей), существенно отличных от паразитных реактивностей. Поэтому в широкополосных усилителях добротность комплексно-сопряженных полюсов приходится ограничивать на уровне Qп ≤ 1 с тем, чтобы предотвратить самовозбуждение, которое возникает из-за действия неучтенных паразитных реактивностей.
При синтезе схемы широкополосного усилителя в области низших частот ограничиваются рассмотрением АЧХ вблизи нижней граничной частоты fн, считая fв → ∞. Такая АЧХ соответствует характеристике фильтра верхних частот, которая показана на рис. 3.9. В широкополосном усилителе (как и в импульсном) искажения в области низших частот определяются действием разделительных конденсаторов в цепях смещения дискретных каскадов. Эти элементы включаются не для того, чтобы реализовать АЧХ с заданными параметрами (как это имеет место при реализации ФВЧ). Они необходимы для разделения по постоянному току каскадов или ИОУ друг от друга, а также для блокировки стабилизирующих режим цепей обратной связи. Поэтому нет смысла проводить синтез усилителя в области низших частот на основании теории ФВЧ. Параметры разделительных цепей, а также блокирующих конденсаторов определяют после схемотехнического синтеза на основании известных соотношений.
Для широкополосных усилителей элементной базой служат высокочастотные усилительные секции и ИОУ с обратной связью. При этом широко применяются различные методы коррекции частотных характеристик с целью расширения полосы пропускания в области высших частот. В настоящее время для коррекции характеристик наиболее часто применяют комплексные обратные связи, позволяющие одновременно стабилизировать параметры усилителя.
183
При выборе элементной базы руководствуются частотой единичного усиления f1. На этой частоте коэффициент усиления Kи(f1) каскада, секции или ИОУ становится равным единице: Kи(f1) = 1. Частота единичного усиления пропорциональна площади усиления аналогового устройства (АУ), которая определяется произведением коэффициента усиления Kи на средних частотах и верхней граничной частоты fв, т.е. Sf = Kfв.
Нетрудно заметить, что при заданных значениях K и fв требование к элементной базе характеризуется площадью усиления Sf, а следовательно, пропорциональной ей величиной f1.
3.7.2. Практическая реализация широкополосных усилителей
Широкополосные усилители так же, как и импульсные, состоят из входного и выходного каскадов, между которыми включают промежуточный усилитель. В качестве звеньев промежуточных усилителей применяют каскады усиления, повторители напряжения (как согласующие каскады) и усилительные секции с обратной связью.
В настоящее время широкополосные усилители все чаще реализуют на основе высокочастотных ИОУ с обратной связью, а также на специализированных гибридных ИОУ. При этом, как и в импульсных усилителях, применяют каскадную и непосредственную реализации.
При каскадной реализации возможны два способа синтеза усилителя.
1. Все каскады или звенья, образующие широкополосный усилитель, выбираются с одинаковыми параметрами (так же, как и при равномерной коррекции в импульсных усилителях). Например, при проектировании усилителя на ИОУ с обратной связью частотная характеристика будет
Kи( jω) = KuN1 |
|
|
|
1 |
, |
|
[(1 |
−ν2 )2 |
+ jνdε1]N |
||||
|
|
|||||
184
где N – число звеньев; |
ν = |
|
ω |
|
= |
|
|
|
f |
|
– нормированная частота; |
|||||||
ω |
|
|
f |
|
|
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
нор |
|
|
||||||||
|
b1кор |
|
|
|
|
нор |
|
|
|
|
||||||||
dε1 = |
– коэффициент, |
характеризующий режим работы |
||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||
|
Fb2 кор |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
звеньев с коррекцией с интегрирующим конденсатором Скор. |
||||||||||||||||||
Нормирующая частота |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
kфр.кор |
|||||||
|
|
f |
= 1 |
|
|
|
F |
|
|
= |
|
|||||||
|
|
1нор |
|
2π |
|
b |
|
|
|
2π К |
и1 |
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
2 кор |
|
|
|
|
|
|||||
определяется коэффициентом усиления звена Kи1 = KFис , а также импульсной добротностью микросхемы с учетом действия коррек-
тирующего конденсатора kфр.кор = |
|
Kис |
|
|
. |
|
|
|
|
C |
кор |
|
|
|
|
|
|
|
||
|
b2 ис 1+ |
Сис |
|
|||
|
|
|
|
|||
В отличие от полосовых усилителей каскадная реализация с равномерной коррекцией широко применяется для построения широкополосных усилителей, так как в данном случае отклонение характеристик из-за разброса параметров не оказывается столь существенным (спады АЧХ расположены вне полосы пропускания).
2. Каскады или звенья строятся с неодинаковыми характеристиками так, чтобы за счет взаимокоррекции обеспечить более широкую полосу пропускания, чем при равномерной коррекции. Однако при этом более сложным становится проектирование усилителя, а также он оказывается более чувствительным к разбросу параметров звеньев.
Наибольшую стабильность характеристик можно обеспечить при непосредственной реализации усилителя на взаимосвязанных звеньях (см. рис. 3.32,б), когда одновременно применяют перекрестные и общие обратные связи. Проектирование таких систем с многопетлевыми обратными связями обычно производят машинными методами.
Характеристики усилителя в значительной мере зависят от того, насколько удачно согласован усилитель с источником входных сигналов и нагрузкой. Определенные трудности возникают при ра-
185
боте на согласованный кабель. Указанные проблемы сравнительно просто решаются при наличии ИМС, в которых предусмотрены специальные меры для согласования. При соединении датчика сигналов с усилителем через кабель в качестве входного каскада используют повторитель тока, особенностью которого является низкое входное сопротивление и высокое выходное сопротивление. Первое облегчает решение проблемы согласования усилителя с источником сигналов. Например, для согласования с кабелем включается дополнительный резистор Rсог с сопротивлением
Rсог = ρ – Rвх.пт,
где Rвх.пт – входное сопротивление повторителя тока, ρ – волновое сопротивление кабеля.
Вторая особенность повторителя тока – высокое выходное сопротивление обеспечивает нормальное действие параллельной обратной связи по току (если ИОУ охвачен такой обратной связью). Для согласования усилителя с нагрузкой используют выходной повторитель ИОУ, подключив к его выходу согласующий резистор.
Если требуется высокое входное сопротивление, то в качестве входного усилителя используют ИОУ с повышенным входным сопротивлением, например ИОУ 544УД1 (см. рис. 3.1). Применение во входном каскаде униполярного транзистора с одновременным охватом ИОУ обратной связью последовательного типа обеспечивает высокое входное сопротивление в широком диапазоне частот. Использование повторителя напряжения на выходе в совокупности с общей обратной связью по напряжению позволяет получить весьма низкое выходное сопротивление, обеспечивающее передачу достаточной мощности в нагрузку.
Следует иметь в виду, что коррекция с интегрирующим конденсатором приводит к заметному сужению полосы пропускания. Можно существенно увеличить коэффициент усиления (при заданной верхней граничной частоте fв) при коррекции ускоряющей RC- цепью в канале обратной связи.
Наибольшую полосу пропускания можно обеспечить в широкополосных усилителях на трансимпедансных ИОУ с коррекцией RC-цепью. В настоящее время на таких микросхемах можно построить усилитель гигагерцевого диапазона.
186
3.8.Усилители мощности
3.8.1.Назначение и особенности усилителей мощности
Усилители мощности (УМ) предназначены для передачи значительной мощности в нагрузку. Причем в отличие от обычных усилителей, в общем являющихся также устройствами усиления мощности, в УМ передаваемая в нагрузку мощность сравнима с мощностью, отбираемой от источника питания. Характерной особенностью УМ является то, что они обеспечивают передачу требуемой мощности в нагрузку при наименьшем потреблении мощности от источников питания (для допустимого уровня линейных и нелинейных искажений). Эта особенность следует непосредственно из назначения УМ.
Поскольку речь идет о передаче значительной мощности в нагрузку (в большинстве случаев определяющей общий расход мощности в устройстве), то необходимо получить эту мощность при возможно меньшей затрате энергии источника. Это способствует:
•экономному использованию источников питания (что в ряде случаев очень важно в полевой, бортовой, космической аппаратуре);
•более полному использованию усилительных элементов, облегчению их теплового режима (так как уменьшается мощность, рассеиваемая усилительным элементом, которая и представляет собой разность мощности, отбираемой от источника питания, и мощности, отдаваемой в нагрузку);
•уменьшению веса и габаритов аппаратуры (за счет уменьшения мощности источников питания, габаритов радиаторов, размеров шасси и т.д.).
Экономное использование мощности источников питания ха-
рактеризуется КПД, определяемым отношением мощности Рн, отдаваемой в нагрузку, к мощности Р0, потребляемой УМ от источ-
ника питания: η = Рн/Р0.
КПД достигает наибольшей величины при соответствующем подборе рабочей точки и при своеобразном согласовании нагрузки с УМ. При этом коэффициент усиления по мощности Kр может оказаться значительно меньше своей наибольшей величины. Дело в
187
том, что для получения максимального Kр необходимо обеспечить выполнение условия Rвыху = Rн (или приведенной нагрузки), а для получения наибольшего КПД необходимо обеспечить полное использование усилительного элемента. При этом, разумеется, необходимо стремиться приблизиться к условию Rвыху = Rн с тем, чтобы увеличить Kр. Однако в УМ основным все же является получение наибольшего η. Для решения этой задачи наиболее часто применяется трансформатор. Усиление же мощности до требуемого уровня достигается в промежуточных и предконечных каскадах.
Особенностью УМ является также возможно полное использование усилительных элементов. Они обычно работают в широком диапазоне изменения токов и напряжений, граничащим с предельно допустимыми параметрами усилительного элемента: максимальным током Imax, пробивным напряжением Uпроб и допустимой рассеиваемой мощностью Рдоп.
Помимо основных параметров (таких, как η – КПД, Рн – мощность, отдаваемая в нагрузку), представляют интерес величины верхней fв и нижней fн граничных частот, а также коэффициент нелинейных искажений kн.и и коэффициент усиления по мощности Kр = Рн/Рвх, где Рвх – мощность, потребляемая входом УМ от источника сигнала возбуждения.
Обычно анализ УМ проводят при воздействии гармонических сигналов как при определении граничных частот fв и fн, так и при оценке нелинейных искажений.
В настоящее время в УМ, как правило, используются биполярные транзисторы, которые из-за малых остаточных напряжений позволяют получить КПД, близкий к теоретической наибольшей величине. Поэтому в последующем изложении рассматриваются УМ на биполярных транзисторах.
3.8.2. Режимы работы УМ и схемы включения транзисторов
Поскольку транзисторы в УМ работают в широком диапазоне токов и напряжений, то характерной особенностью УМ является также более высокий уровень нелинейных искажений. При этом в
188
большинстве случаев применение обратной связи для уменьшения нелинейных искажений нежелательно, так как она приводит к уменьшению мощности в нагрузке.
Уменьшение нелинейных искажений обычно достигается выбором рабочей точки и режима работы, схемы включения усилительных элементов, подбором выходного сопротивления предоконечного каскада, применением специальных видов обратных связей, снижающих только искажения, но не влияющих на усиление сигнала. При этом обычно требуется расчет нелинейных искажений, который ведется графоаналитическим способом и сводится к определению коэффициента искажений по величине высших гармоник.
В усилителях мощности применяют однотактные и двухтактные схемы в следующих режимах работы усилительных элементов.
Режим А. Ток в выходной цепи протекает в течение всего периода сигнала и крайние значения токов и напряжений не оказываются ни в области тепловых токов, ни в области насыщения или ограничения выходного тока. Минимальные величины выходного тока Iкmin и выходного напряжения Uкmin определяются допустимыми нелинейными искажениями. ВАХ биполярного транзистора, на основании которых определяют максимальные и минимальные значения токов и напряжений транзистора при работе в режиме А, показаны на рис. 3.34.
Минимальные величины выходного тока Iкmin, выходного напряжения Uкmin определяются допустимыми нелинейными искажениями.
Максимальные значения ограничиваются:
• максимально-допустимой величиной тока коллектора транзистора Iкmax, а в бестрансформаторных схемах – наибольшей величиной тока, поступающего в нагрузку при предельно допустимом напряжении на коллекторе Uк.доп.проб, т.е. Iнmax = Uк.доп.проб/Rн;
• максимально-допустимым напряжением на коллекторе, определяемым пробивным напряжением Uк.проб.
При работе в режиме А рабочая точка выбирается в середине диапазона:
Iкр = |
Iкmax − Iкmin |
+ Iкmin = |
Iкmax + Iкmin |
; |
|
2 |
2 |
||||
|
|
|
189
Uкр = Uкmax −Uкmin +Uкmin = Uкmax +Uкmin . |
|
2 |
2 |
а б
Рис. 3.34. Базовая (а) и коллекторная (б) ВАХ биполярного транзистора при работе в режиме А
В режиме А амплитуда переменных составляющих не превышает Iкр и Uкр. При воздействии синусоидального сигнала средняя величина тока Iср, потребляемого от источника питания Ек, практиче-
ски не меняется, т.е. Iср = Iкр.
Из-за большого потребления и большого расхода мощности от источника питания (она потребляется не только при сигнале, но и в его отсутствии) КПД в режиме А низок, что является недостатком. Максимальная величина ηmax = 50 %, в практических схемах на биполярных транзисторах – до 48 %. Недостатком является также заметное увеличение мощности, рассеиваемой на транзисторах при отсутствии входного сигнала.
К достоинствам можно отнести малые нелинейные искажения (коэффициент гармоник составляет kни = 2÷7 %) и возможность работы как в двухтактных, так и однотактных схемах.
Применяется главным образом в маломощных усилителях (до нескольких ватт и менее).
Режим В. Ток выходной цепи протекает при полупериоде сигнала отпирающей полярности. Рабочая точка выбирается в области
Iк = 0, поэтому Iкmin = 0, Iкmax = Iкmaxдоп или определяется током нагрузки при напряжении источника питания; Uкmin на границе насы-
щения или ограничения тока, Uкmax = Uк.доп.проб.
190