Агаханян Електронные устройства в медицинских приборах 2010
.pdfВ микросхемах на биполярных транзисторах это напряжение невелико:
Uвх.доп = ±(80...120) мВ.
При включении на входе АИМС униполярных транзисторов это напряжение увеличивается почти на порядок:
Uвх.доп ≈ ± |Uзи0 – Uзи.отс| = ±(0,8...1,2) В.
Это способствует заметному увеличению наибольшей амплиту-
ды выходного импульса Uвыхmнб. Величина Uзи0 –это разность потенциалов между затвором и истоком транзистора, соответству-
ющая току стока при входном напряжении Uвх = 0. Величина Uзи.отс
– это напряжение «затвор–исток» в состоянии отсечки. Выполнение этого условия необходимо для предотвращения пе-
регрузок на входе микросхемы, обусловленных образованием мощных всплесков напряжения при передаче крутых перепадов сигнала в импульсных усилителях с обратной связью [7]. Амплитуда этих всплесков Uвх.иствс, образующихся из-за запаздывания сигнала обратной связи, значительно превосходит установившиеся значения входного напряжения. При этом, чем круче нарастает или спадает импульс, тем больше амплитуда всплеска Uвх.иствс.
Необходимо учитывать также вероятность перегрузки по току выходного повторителя АИМС. Эффект перегрузки особенно ощутим при работе на сравнительно большую емкостную нагрузку Сн. Нагрузка также включает См – паразитную монтажную емкость и
Cвх = |
С1С2 |
|
– эффективное значение емкости конденсаторов С1 и |
С +С |
2 |
||
|
1 |
|
С2 в цепи обратной связи. Перегрузка обусловлена образованием всплеска выходного тока Iиствс, который появляется за счет перезарядки емкости Сн.вых = Сн + См + Свх при передаче крутых перепадов импульса.
Проектирование выходных усилителей связано с выполнением ряда проектных процедур, из которых первой является установление требований к передаточной функции усилителя. Требования должны соответствовать исходным данным: длительности фронта tфр.вых и допустимой амплитуде выброса на вершине выходного импульса.
151
При построении выходных усилителей на АИМС следует отдать предпочтение схеме с последовательной обратной связью по напряжению. Цепь обратной связи включает корректирующую RC- цепочку даже при использовании АИМС с внутренней коррекцией
(рис. 3.27).
Выходной усилитель на ИОУ 3584 работает с небольшим выбросом напряжения. При этом время нарастания фронта переходной характеристики составляет 0,54 мкс при коэффициенте усиления 145,8. Для раскачки этого усилителя требуется промежуточный усилитель, обеспечивающий на входе первого импульс с длительностью фронта 0,19 мкс и амплитудой ±1 В.
Как уже отмечалось, выходной усилитель на ИОУ 3583 воспроизводит импульс с амплитудой Uвыхmнб = ±140 В при большей на порядок длительности фронта tфр.вых = 5,3 мкс.
Рис. 3.27. Схема импульсного усилителя с потенциальным выходом на АИМС
с последовательной обратной связью по напряжению
при коррекции RC-ускоряющей цепью
Заметное ухудшение характеристик ИОУ 3583 обусловлено включением цепи внутренней коррекции через интегрирующий конденсатор Скор. Поэтому применение таких микросхем в выходных усилителях нецелесообразно. Можно привести два основных преимущества рекомендуемого способа коррекции посредством резистивно-емкостной цепи в канале передачи сигнала обратной связи. Это, во-первых, возможно полная реализация быстродействия микросхемы, и, во-вторых, воспроизведение импульсов (с амплитудой Uвыхmнб = Uисmах) со сравнительно крутыми перепадами. Надо также иметь в виду возможность реализации быстродействующей схемы выходного усилителя с требуемым запасом по устойчивости.
152
3.6.4. Импульсные усилители с токовым выходом
Такие усилители предназначены для воспроизведения импульсов тока сравнительно большой амплитуды при крутых перепадах фронта и среза. Наибольшая амплитуда тока в нагрузке Iнmнб прежде всего лимитируется максимально допустимым изменением выходного тока АИМС Iисmax:
Iнmнб ≤ kлинIисmax, |
(3.3) |
где kлин – коэффициент линейности, определяемый допустимыми нелинейными искажениями.
В настоящее время выпускаются достаточно быстродействую-
щие АИМС с допустимым изменением тока Iиcmax = (0,1÷10) А. Так, ИОУ 3571-3572 с частотой единичного усиления f1ис = 6,5
МГц обеспечивают Iисmах = (2÷5) А. Не уступают им микросхемы РА-73 и 3573, первая из которых выпускается фирмой Apex, а вто-
рая – Burr-Brown Corporation.
Выполнение условия (3.3) необходимо для исключения перегрузки по току в выходной цепи АИМС. Возможна перегрузка по входной цепи из-за образования всплеска напряжения Uвхmвс, действующего между инвертирующим и неинвертирующим входами микросхемы. Перегрузка по входу исключается при выполнении неравенства
Uвхmвс ≤ Uвх.доп. |
(3.4) |
При выборе АИМС, предназначенной для реализации усилителя с токовым выходом, нагрузкой которого является низкоомное сопротивление Rн, руководствуются неравенствами (3.3) и (3.4). Выполнение первого неравенства исключает перегрузку по току, а второго – перегрузку по входу, которая возникает, когда всплеск Uвxmвс превышает допустимое входное напряжение Uвх.доп. При этом если перегрузка по току лимитируется максимально допустимой величиной тока Iисmax, то перегрузка по выходу – быстродействием АИМС.
Импульсный усилитель, работающий на индуктивную на-
грузку. Часто усилители с токовым выходом работают на низкоомную нагрузку с индуктивной реакцией. Нагрузка состоит из сопротивления Rн, емкости Сн и индуктивности Lн. Образуемый при
153
этом LC-контур обычно шунтируют демпфирующим резистором Rд, чтобы предотвратить или уменьшить выбросы, которые появляются в LC-контуре с высокой добротностью.
На рис. 3.28 приведена структурная схема усилителя с токовым выходом на АИМС с комплексной обратной связью по току, которая реализуется цепью Rо.с–Z1–Z2: перепад напряжения от выходного тока Iис на резисторе Ro.c через резистивно-емкостной делитель Z1–Z2 подается на инвертирующий вход микросхемы. При этом, используя комплексную обратную связь по току, одновременно решается не менее важная проблема, а именно формирование в нагрузке импульса тока с длительностью фронта, не превышающей допустимую величину Iфр.вых.доп. Сопротивление демпфирующего резистора Rд выбирают так, чтобы колебания тока нагрузки, которые могут возникнуть при возбуждении LC-контура импульсом напряжения, либо вообще отсутствовали, либо затухали возможно быстро.
Рис. 3.28. Схема импульсного усилителя с токовым выходом на АИМС с комплексной обратной связью по току при коррекции RC-ускоряющей цепью
Особенностью проектирования усилителя с токовым выходом является то, что оно проводится с учетом воздействия предусилителя, формирующего входное напряжение. Такой подход к синтезу диктуется требованием обеспечения быстрого нарастания и спада тока в нагрузку с индуктивной реакцией, что возможно при воздействии всплеска напряжения Uисmвс, формируемого усилителем при соответствующем выборе параметров схемы.
154
Это можно реализовать двумя способами: задержкой сигнала обратной связи (включением конденсатора С2 сравнительно большой емкости) или формированием импульса на выходе промежуточного усилителя с всплеском требуемой амплитуды, который поступает на вход выходного усилителя. Первый способ опасен, так как при чрезмерной задержке сигнала обратной связи конденсатором С2 усилитель может генерировать. Самовозбуждение можно предотвратить, однако при этом наблюдается сравнительно медленный спад всплеска напряжения, что сопровождается образованием выбросов тока Iн недопустимо большой амплитуды. В практических схемах предпочтение отдают второму способу; формированию импульса напряжения с всплеском требуемой амплитуды на выходе промежуточного усилителя для взаимокоррекции.
Следует иметь в виду, что если всплеск импульса Uисmвс превышает напряжение питания Еип, то один из транзисторов выходного повторителя АИМС насыщается, фиксируя Uвых на уровне близком Еип, а другой транзистор запирается. При этом существенно замедляется нарастание (спад) импульса Iн. Возможен и пробой эмиттерного перехода выходного транзистора, если разность Uисmвс–Еип превышает напряжение пробоя эмиттерного перехода Uпроб. Поэтому необходимо ограничить амплитуду всплеска на уровне, не превышающем максимально допустимую величину выходного напряжения АИМС Uиcmax, т.е.
Uиcmвс = max Uис(ϑm) < Uиcmax. |
(3.5) |
В этом неравенстве Uис(ϑ) – это изменение напряжения на входе выходного повторителя АИМС, которое отличается от выходного напряжения усилителя на величину перепада напряжения на Rвых.ис, вызываемого выходным током Iис. Ограничение именно всплеска этого напряжения предотвращает как выход из строя микросхему, так и замедление нарастания и спада импульса тока Iн в нагрузке.
Выполнение условия (3.3) не исключает перегрузку по току на выходе АИМС, для предотвращения которой необходимо ограничить всплеск выходного тока Iисmвс на уровне, не превышающем
максимально-допустимое значение тока микросхемы Iисmax: |
|
Iисmвс = maxIис(ϑm) < Iисmax. |
(3.6) |
|
155 |
Перегрузки по напряжению и току на выходе не зависят от быстродействия АИМС и предотвращаются при выполнении условий (3.5) и (3.6). Перегрузка же на входе, вызываемая всплеском напряжения Uвхmвс, действующего между инвертирующим и неинвертирующим входами АИМС, зависит не только от предельнодопустимого напряжения Uвх.доп, но и от быстродействия микросхемы; амплитуда всплеска оказывается меньшей величины в быстродействующих АИМС. Перегрузка по входу исключается при выполнении неравенства
Uвхmвс = maxUвх.ис(ϑm) < Uвх.доп. (3.7)
Проектирование схемы начинают с выбора АИМС, руководствуясь критериями, выполнение которых необходимо, вопервых, для воспроизведения импульсов тока с длительностью фронта tфр.вых, не превышающей допустимую величину, и, вовторых, для исключения перегрузок как на входе микросхемы, так и на выходе.
При сравнительно большой индуктивности нагрузки Lн амплитуда всплеска напряжения Uисmвс составляет десятки и сотни вольт, что исключает непосредственное возбуждение нагрузки микросхемой. В подобных случаях усилитель строят на навесных высоковольтных транзисторах или на АИМС с дополнительной схемой вспомогательного усилителя, формирующего компенсирующую ЭДС.
Импульсный усилитель с токовым выходом на каскоде. На рис. 3.29 приведена схема усилителя на униполярных транзисторах с управляющим р-п-переходом в каскодном включении. Усилитель охвачен комплексной обратной связью по току, которая реализуется цепью Ro.c–Co.c. Каскодное включение транзисторов обеспечивает уменьшение как выходной емкости усилителя Cвых, так и проходной емкости Спр. Первое приводит к уменьшению емкости
Сн.вых = Сн + Свых + См, шунтирующей контур, что способствует сокращению длительности фронта импульса тока нагрузки tфр.вых и
увеличению характеристического сопротивления контура ρL = = Lн / Cн.вых . Уменьшение проходной емкости Спр необходимо для предотвращения самовозбуждения усилителя.
156
Рис. 3.29. Схема усилителя с токовым выходом на униполярных транзисторах в каскодном включении
Как известно, емкость Спр, связывающая выход с входом усилителя, приводит к возникновению паразитной обратной связи в области высших частот. При наличии LC-контура на выходе эта связь часто носит регенеративный характер. При комплексной обратной связи по току положение усугубляется еще и потому, что входное сопротивление содержит отрицательную составляющую. Для компенсации этой составляющей во входную цепь включают резистор
Rгac (см. рис. 3.29).
Для выбора транзисторов определяют всплески напряжений и тока, на основании которых устанавливают требования к предель- но-допустимым параметрам по напряжению и току, а также к быстродействию каскода. При усилении однополярных импульсов напряжение пробоя Uпроб транзистора Т2 должно быть вдвое больше амплитуды всплеска выходного напряжения Uвыхmвс. Нормальную работу транзисторов в активной области обеспечивают выбором напряжения питания Еип > 2Uвыхmвс. При этом даже при усилении сигналов отпирающей полярности надо предусмотреть запас по току, исключающий запирания транзисторов из-за образования всплеска тока при спаде импульса. При усилении двуполярных импульсов этот запас должен быть не меньше амплитуды всплеска выходного тока. При этом, чтобы уменьшить рассеиваемую на транзисторах мощность, применяют усилитель на комплементарных парах каскодов, работающих в режиме АВ и питающихся от двуполярного источника напряжения.
157
3.6.5. Промежуточные усилители импульсов
Промежуточные усилители предназначены для усиления импульсных сигналов до требуемой амплитуды, искажения которых не должны превышать допустимые уровни. При этом определяющим являются искажения в области малых времен, характеризуемые временем нарастания фронта переходной характеристики промежуточного усилителя tн.пр и выбросом на ее вершине εпр. Поэтому важной проблемой является уменьшение указанных искажений.
Проблема уменьшения искажений в области малых времен и высших частот является одной из важнейших и сложнейших в усилительной технике. Как известно [1], искажения в области малых времен, приводящие к увеличению длительности фронта и среза усиливаемого импульса, обусловлены недостаточным усилением высокочастотной части спектра импульсного сигнала вследствие действия паразитных емкостей и индуктивностей, а также инерционности транзисторов.
Очевидно, что для расширения полосы пропускания усилителя и уменьшения времени нарастания фронта tн.пp необходимо использовать усилительные элементы с возможно большей добротностью, так как при заданном коэффициенте усиления время нарастания tн.пp тем меньше, чем больше импульсная добротность. Поэтому в импульсных усилителях используются быстродействующие АИМС, построенные на высокочастотных транзисторах.
Для уменьшения искажений фронта наряду с использованием высокодобротных транзисторов применяют схемотехнические методы для коррекции искажений в области малых времен, позволяющей повысить добротность каскада, т.е. увеличить его коэффициент усиления при допустимом уровне искажений фронта или уменьшить эти искажения при заданном усилении.
Наиболее эффективным способом уменьшения линейных искажений является включение обратных связей, которые дают возможность осуществить коррекцию не только в области малых времен, но и в области больших времен (если в этом есть необходимость). Обратные связи наряду с коррекцией линейных искажений обеспечивают уменьшение нелинейных искажений и повышение стабильности характеристик усилителей.
158
В связи с массовым производством электронной аппаратуры и широким применением ИМС важной проблемой является уменьшение отклонения параметров усилителей от заданных номинальных величин. Без применения обратных связей решение этой проблемы при существующем разбросе параметров транзисторов, резисторов, конденсаторов – немыслимо (при массовом производстве индивидуальная наладка практически недопустима, так как она приводит к заметному повышению себестоимости продукции).
Эффективным способом уменьшения искажений в области малых времен является увеличение числа высокодобротных звеньев в усилителе, которые повышают усиление в области высших частот, компенсируя его уменьшение за счет влияния паразитных элементов. При этом приходится искусственно ограничивать коэффициент усиления каскадов в области средних частот, чтобы усиление было равномерным в широком диапазоне частот. В промежуточных усилителях на АИМС ограничение коэффициента усиления звеньев наиболее эффективно реализуется посредством обратных связей. При этом удается не только сохранить импульсную добротность отдельных звеньев, построенных на АИМС, но и увеличить ее за счет коррекции фронта. Здесь и в дальнейшем под термином «звено» подразумевается каскад промежуточного усилителя на аналоговой ИМС.
Таким образом, особенностью промежуточного усилителя импульсов является то, что это многозвенный (многокаскадный) усилитель, причем не потому, что на одной АИМС нельзя получить требуемое усиление. Увеличение числа микросхем, образующих промежуточный усилитель, необходимо для уменьшения искажений в области малых времен при заданном коэффициенте усиления. Однако с помощью увеличения числа активных элементов можно достигнуть расширения полосы пропускания и уменьшения tн.пр лишь в определенных пределах, так как с увеличением числа каскадов tн.пp сначала уменьшается, поскольку растет усиление высокочастотного спектра сигналов, а затем tн.пр возрастает из-за того, что каждый новый элемент вносит дополнительные искажения фронта.
159
Особенностью промежуточных усилителей является также использование глубоких обратных связей, благодаря действию которых удается существенно уменьшить искажения крутых перепадов усиливаемых импульсов. Причем это достигается образованием мощных всплесков напряжения на входе микросхемы, ускоряющих нарастание и спад выходного импульса. При этом эти всплески в десятки и сотни раз превышают установившиеся значения входного напряжения, а поэтому способны нарушить нормальный режим работы транзисторов, что необходимо принимать во внимание при проектировании схемы усилителя.
При глубоких обратных связях следует иметь в виду также, что реальна возможность образования на выходе выбросов большой амплитуды в области малых времен и, не так редко, опасность самовозбуждения усилителя. Эти проблемы усугубляются из-за заметного повышения чувствительности схемы к действию недоминирующих полюсов, которые не учитываются на начальных этапах синтеза. Поэтому, во-первых, следует предусмотреть достаточный запас по устойчивости, ограничив добротность полюсов в пределах Qп ≤ 0,8...1 и, во-вторых, на этапе анализа эскизных проектов непременно проводить проверку на действие недоминирующих полюсов. При этом необходимо учитывать, что определяющим фактором являются не условия, исключающие генерацию паразитных колебаний, а более жесткие требования, которые предъявляются к переходной характеристике усилителя в виде допустимой амплитуды выбросов на вершине выходного импульса.
Вторая проблема, связанная с использованием глубоких обратных связей, обусловлена образованием мощных всплесков напряжений на входе ИМС при передаче крутых перепадов импульсов, которые образуются из-за запаздывания сигнала обратной связи, тем самым способствуя формированию крутых перепадов импульсов. Поэтому исключение этих всплесков какими-либо искусственными мерами (например, шунтированием цепей, в которых образуются всплески, конденсатором небольшой емкости, сглаживающими всплески) недопустимо, так как это приводит к увеличению длительности фронта выходного импульса.
160