Учебники / РПрУ Палшков (1) (1)

Выражение (567) представляет собой уравнение характеристик выпрямле-

ия.

Параметры детектора следующие крутизна детектора

Уна = 5а=д 1/00т = (| (6)/2) Ко Ит;

внутренняя выходная проводимость детектора Уза = — 91/00 = р (9) (К 1;

внутренний коэффициент усиления детектора

ра = Уна/Узьа== [| (0) /2[° (0)] [КЗ/(Ко -- ПТ От.

Порог лерехода от режима слабых к режнму сильных сигналов опредеим, полагая, что иа==0,5:

Сопоставляя выражения (669) и (624), видим, что амплитудный детектор < операционным усилителем позволяет уменьшить пороговое напряжение в № раз. Соответственно этому согласно формуле (655) динамический диапазон уст-

ройства увелнчится иа 2015 Ко дБ Так, для полупроводникового диодного де- тектора при Ко=100 динамический диапазон может быть увеличен на 40 дБ.

Предельное увеличение динамического диапазона путем увеличения № усилителя завнсит от приведенных к входу усилителя напряжения его дрейфа и шума [29].

Найдем параметры детектора с операционным усилителем (см. рис. 634) в режиме сильных сигналов Так же как и ранее, примем характеристику диода в

виде ломаной прямой, определяемой уравнениями (625).

Параметры детектора получим в следующем виде: крутнзна детектора

Уа= За=9д 1/09 т = (5Ко/п) зш 0;

491

5Кн (Ко + 1)/==п с0$ 0/ ($110— 0 соз 0).

При малых углах отсечки 0, заменив зшб0 и соз0 степенными рядами от- носительно 9, получим приближенное выражение для угла отсечки тока днода:

Поэтому в детекторе с операционным усилителем можно получить внутренний коэффициент усиления близким к единице при меньших сопротивлениях нагруз-

ки Юн. Это обеспечивает возможность работы детектора без искажений на по- следующий каскад с малым входным сопротивлением.

Обратим также внимание на то, что внутреннее выходное сопротивление детектора уменьшается в (Ко-+1). раз, вследствие чего увеличивается реализуе-

7.Детекторы угловой модуляции

иамплитудные ограничители

7.1.Классификация и основные показатели детекторов

Детекторы угловой модуляции служат для получения напряжения или тока, повторяющего закон изменения частоты или фазы

входного колебания. В соответствии с видами угловой модуляции различают частотные и фазовые детекторы.

Частотным называют детектор, напряжение на выходе которого определяется отклонением мгновенной частоты входного сигнала от определенного значения.

Фазовым называют детектор, напряжение на выходе которого зависит от разности фаз двух входных сигналов равной частоты.

192

Известна связь между мгновенной частотой в и фазой ф колебания в виде

Эти соотношения позволяют построить любой детектор угловой

модуляции на основе частотного либо фазового детектирования. На рис. 7.1 и 7.2 показаны соответствующие структурные схемы

детекторов.

Основные показатели детекторов

Крутизна детекторной характеристики, равная частной производной выходного напряжения по частотному отклонению для частотного детектора (в ВА`ц),

либо, равная частной производной выходного напряжения по отклонению фазы входного напряжения от опорной для фазового де-

Линейные искажения, вносимые детектором, определяются зависимостью выходного напряжения детектора от частоты модуляции при синусоидальной модуляции входного колебания.

Уровень нелинейных искажений, определяется нелинейностью детекторной характеристики.

Подавление амплитудной модуляции [2], равное отношению выходного напряжения детектора при максимальном отклонении

модулируемого параметра (частоты или фазы) к выходному напряжению, вызванному амплитудной модуляцией при нормальном

коэффициенте модуляции та: в случае приема ЧМС

ндм = Овых (А }ы)/Овых (тн); в случае приема ФМС

Ёп м = Овых (А Фм)/Ивых(тн) или Ёидв=2018Аи.

Подавление амплитудных изменений входного напряжения ха:

рактеризует улучшение отношения сигнала к помехе, реализуемое при детектировании сигнала с угловой модуляцией.

Для устранения зависимости результата детектирования от амплитуды входного напряжения перед детектором включают ампли-

тудный ограничитель либо сам детектор строят таким образом, чтобы в нем самом осуществлялось это ограничение.

7.2. Амплитудные ограничители

Основной характеристикой амплитудного ограничителя является зависимость амплитуды первой гармоники выходного напря-

ют коэффициентом ограничения ог равным отношению дифференциального коэффициента передачи до уровня порога ограничения к дифференциальному коэффициенту передачи ограничителя за порогом ограничения:

огр = (ЧИт вызЧИ/т взх()ЧОшахтвых/ ФО/т вх)а 22 @ 9/8 9ь. (7.4)

Идеальному ограничителю соответствует {5 а2=0 и №отр= оо. Принцип работы ограничителей основан на использовании не-

линейных свойств электронных приборов: диодов, триодов и других многоэлектродных устройств, ограничивающих размах колеба-

ний на выходе устройства.

Высокую эффективность ограничения можно получить в ключевом режиме работы электронных приборов. Известно, что пере-

ход от «закрытого» состояния электронного прибора к «открытому» занимает интервал напряжения от 0,3 В до 1—2 В. Поэтому принимаемый сигнал должен быть усилен в приемнике по крайней мере до 0,3—2 В. Это напряжение определяет порог ограничения. Избирательная цепь ограничителя должна сохранять спектр сигнала вблизи его первой гармоники при допустимом уровне искажения. Можно полагать достаточной ширину полосы пропускания АРо=2 (АЁтпах-- Етах), Где А[лах — максимальное частотное откло-

нение, обусловленное модуляцией желательного сигнала; Ёшах —- максимальная частота модуляции.

Амплитудные ограничители выполняются на основе использования следующих принципов: ограничение размаха тока, питающего избирательную нагрузку; ограничение коэффициента передачи от источника сигнала к избирательному устройству; автоматиче-

194

ское уменьшение эквивалентного сопротивления избирательной на-

грузки с увеличением амплитуды входных колебаний.

В качестве примера реализации амплитудного ограничителя,

основаиного на первом из указанных принципов, рассмотрим амплитудный ограничитель на двух транзисторах (рис. 7.4). Устройст-

во представляет собой двухкаскадный усилитель, выполненный по

схеме общий коллектор — общая база. При подаче переменного напряжения с амплитудой меныше порога ограничения происходит

усиление этого напряжения двухкаскадным усилителем с эмиттерНой связью.

Рис. 7.4

В этих условиях формируется начальный участок характеристики, изображенной на рис. 7.3. Нри достаточно большой амплиту-

де входного напряжения транзисторы Т; и Т2 поочередно запира-

ются. Размах выходного тока г, питающего контур ГкСь, остает- ся постоянным. В этих условиях форма выходного тока во време-

ни становится трапецеидальной. С увеличением амплитуды входного напряжения происходит лишь увеличение крутизны скатов импульсов выходного тока. Известно, что при этом амплитуда первой гармоники тока, а значит, и амплитуда выходного напряжения ограничителя медленно растут. Так формируется пологая часть характеристики ограничителя {см. рис. 7.3). Осциллограммы

тока ю и напряжения ивх изображены на рис. 7.5.

С.ИИ

4] | чин Я котах

О я

ЕЕ|

=

Рис. 7.5

195

Достоинством ограничителя является достаточно высокая эф-

фективность ограничения и независимость полосы пропускания избирательной цепи от уровня входных сигналов.

На рис. 7.6 изображена принципиальная схема амплитудного ограничителя, основанного на уменьшении коэффициента передачи цепи связи источника сигнала с избирательным усилителем.

Выхов

в р ‹

Г +

[$ Ро

—о

Усилитель выполнен на полевом транзисторе по схеме с общим истоком. Цепь связи источника входного напряжения Отвх с0стоит из резистора АЮ, включенного последовательно с входом избирательного усилителя, и диодов Д! и До, включенных параллель-

но входным зажимам усилителя. Диоды Д; и Д2 закрыты напряжениями Ен, подведенными от источников постоянного напряжения. Если амплитуда входного напряжения не превышает Еш, то диоды Д! и Д2 закрыты и переменное напряжение через резистор Ю, поступает на затвор транзистора Т:. При большом входном со-

противлении транзистора (Ю»х>К!) коэффициент передачи цепи связи КшахКзх/ ( -+=Квх) близок к единице.

Увеличение амплитуды входного напряжения И» вх >Ев при-

водит к отпиранию диодов Д, и Дэ. Полагая, что диоды обладают постоянным малым внутренним сопротивлением Ю; в открытом состоянии, получаем дифференциальный коэффициент передачи на-

пряжения в виде

крутизной. Для увеличения коэффициента ограничения желательно увеличивать Ю', сохраняя неравенство К! <«К»ь», обусловливаю-

щее большой коэффициент передачи напряжения при малом уров-

не входных колебаний.

Рассмотренная модель процесса ограничения справедлива для переменных напряжений относительно низких частот, На высоких частотах следует считаться с паразитными емкостями: Сьх, вклю»

196

ченной параллельно входным зажимам усилителя, и Св!'— собст-

венной емкостью резистора Ю.. На достаточно высоких частотах, когда НоСь< В: И 112Свх< Ав, но А; < Св,

К вах У СыаКСы + Сьз).

Дифференциальный коэффициент передачи при открытых дио- дах в первом приближении Клиф пи==®Св!К:.

Коэффициент ограничения согласно (7.4)

_Ё огр = Ио (Са + Сьх) К.

При увеличении частоты входных колебаний Ар уменьшается. Для увеличения Кор необходимо уменьшать паразитные емкости Свь Свх и применять диоды с малым КЮ..

Существует максимальная частота колебаний ®тах, для которых применение ограничителя, основанного на изменении коэф-

фициента передачи цепи, становится нецелесообразным:

Ц

эквивалентного сопротивления нагрузки при увеличении амплитуды входного напряжения. Здесь усилительный прибор работает в режиме генератора тока, поэтому амплитуда выходного напряже-

ют колебательный контур. В первом приближении можно считать, что диоды имеют вольт-амперную характеристику, описываемую отрезками-прямых

1=5и при и=0 и 1=0 при и< 0.

Прирашение амплитуды выходного напряжения, превышающей

п,

197

где Ю: — внутреннее сопротивление диодов в открытом состоянии; Ат вх — Приращение амплитуды входного напряжения, соответст-

вующее АОт вых.

Согласно (7.7) дифференциальный коэффициент усиления ог- раничителя при От вых> Ёп

Клиф шиа — АО вых/А И вх = Ул Кое К/(ЮеКЮ).

Максимальный коэффициент усиления ограничителя, реализуемый при закрытых диодах,

Киах — От вых/М т вх — Уз Кое. Согласно формуле (7.4) коэффициент ограничения

Когр А Кое/К: = @ рыЕ.

Отсюда следует, что коэффициент ограничения прямо пропорционален добротности контура и отношению характеристического сопротивления контура к внутреннему сопротивлению диодов. При

рк>А; коэффициент ограничения превышает добротность контура. Если характеристическое сопротивление контура рк=1/оСь,

Рогр== @крк/Ю: = Чк/юоСктыВ:. Для этого ограничителя также существует предельная частота юша»х, на которой применение ограничителя, основанного на шунтировании контура, становится неце»

лесообразным:

Из сопоставления выражений (7.8) и (7.6) следует, что ограничитель, основанный на шунтировании контура, имеет предельную частоту, в @ раз болыную по сравнению с ограничителем, основанным на уменьшении коэффициента передачи резистивной цепи связи с источником переменного напряжения. Это преимущество ограничителя, основанного на шунтировании контура, определило его широкое использование в радиоприемниках. При необходимости получения более эффективного ограничения в приемниках применяют последовательное включение ограничительных каскадов.

Для многокаскадного ограничителя общий коэффициент ограничения

1.3. Фазовые детекторы

Фазовое детектирование состоит в получении напряжения или тока, прямо пропорциональных фазовому сдвигу желательного колебания относительно опорного. Поэтому в составе фазового детектора обязательно наличие источника опорного колебания. В ка-

198

честве устройства, реагирующего на фазу колебаний, можно использовать любой преобразующий прибор, в котором частота изме-

нения параметра или режима равна частоте входного колебания.

Как было показано ранее, мгновенное значение тока преобра- зованной частоты при ис = Ите1п (®сЁ-+ фсе) и $(Й = Зо Зи

определяется выражением й = 0,5 $. От с с03[(®, —®:) $], (7.10)

где $» — амплитуда первой гармоники крутизны преобразующе-

Если соблюдается равенство частот ®‹=®;, то выходной ток преобразующего прибора согласно (7.10) будет иметь составляю-

Указанную составляющую можно выделить фильтром нижних частот.

В силу зависимости результатов детектирования от амплитуды и фазы входного колебания детектор называют амилитиудно-

фазовым (АФД). Если перед таким АФД включить амплитудный

ограничитель, то устройство будет осуществлять фазовое детектирование.

Обратим внимание на то, что $», также должна оставаться

постоянной. Постоянство %„и можно обеспечить стабилизацией амплитуды опорного колебания путем включения ограничителя,

либо используя систему автоматической регулировки амплитуды. Эти два метода стабилизации можно отнести к методам внешней

стабилизации крутизны АФД.

Известно, что при большой амплитуде гетеродина И„»г амплиТУда 3»! слабо зависит от амплитуды гетеродина. Такой режим можно применить для внутренней стабилизации крутизны фазо-

1599

зовый детектор, основанный на использовании преобразующих приборов, обладает, во-первых, неоднозначностью определения фазы и, во-вторых, отличается болыной нелинейностью детектор-

ной характеристики. Лишь в области изменения фазы входного колебания ф‹ вблизи фазового угла л/2-РЁл детекторная характеристика близка к линейной. Пусть ф‹=я/2--Аф.

В формуле (7.11) примем Аф настолько малым, что можно полагать п Аф=Аф; тогда уравнение детекторной характеристики и=-— (1/2) 5ОтАф. Пренебрегая реакцией нагрузки преобразующего прибора Ю„, записываем выражение для выходного на-

= (1/2) З„аК„Отс. Для стабилизации крутизны детекторной харак-

теристики необходимо стабилизировать величины Зв и Отс. Эту стабилизацию можно осуществить, применяя ключевой режим нпре-

образующего прибора. В указанном режиме можно считать, что управляющее напряжение #(!) и крутизна преобразующего прибора $(Ё) изменяются по П-образному закону с одинаковым пе-

риодом Т, но временным сдвигом т= ТАф/2л.

Законы изменения #(Ё) и $({) изображены на рис. 7.9.

Из рис. 7.9 следует, что временной сдвиг и(№ и 5(1) приводит к линейному изменению длительности импульса тока и, следовательно, к линейному изменению постоянной составляющей выходного тока. Зависимость Ай отугла Аф изображена на рис. 7.10.

Да

бт

Рис. 7.10

Принципиальная схема одного из вариантов ключевого транзисторного фазового детектора в интегральном исполнении изображена на рис. 711. Фазовый детектор представляет собой балансный преобразователь частоты, вылолненный на двух триадах транзисторов. Одна из них содержит транзисторы Г», Та, Тз, а другая— Тз, Ге, Гл. В каждой из триад входное напряженне ис подводится в противофазе (4 и Ть, Тб и Г?), а опорное напряжение иоп, управляя

Та, Т5 и соответственно Тв, Г’ оказываются противофазными, Поэтому параллельное включение на общую нагрузку допустимо лишь тех плеч триад, в которых результаты преобразовання частоты будут синфазными. у

200