Учебники / РПрУ Палшков (1) (1)

Видно, что максимальное отношение сигнал-помеха на выходе системы ШОУ определяется отношением полос пропускания бло-

ков с широкой и узкой полосами пропускания. Для того чтобы по- лучить существенное превышение сигнала над помехой на выхо-

де системы ШОУ, отношение полос пропускания АРш/АЁ, должно быть значительно больше единицы. Чем больше АЁ,/АЁ,, тем больше отношение сигнал-помеха на выходе системы. На практике АЁРш ограничена интервалом частот, выделяемым для данной станции. При увеличении АЁы сверх регламентируемого интервала АЁрегл в тракте с широкой полосой пропускания окажутся по-

мехи от соседних станций.

Уменьшение полосы пропускания АЁ, также ограничено. Минимальная величина АР, определяется шириной полосы спектра полезного сигнала. Отсюда следует, что система ШОУ в услови-

ях большой загрузки частотного диапазона может обеспечить

большое отношение сигнала к помехе лишь при малой ширине спектра излучения полезного сигнала АРс по сравнению с выде-

ленной шириной полосы излучения АЁрегл.

Компенсационные методы борьбы с импульсными помехами

Котельников В. А. [34] показал, что помехоустойчивость приемника по отношению к импульсной помехе может быть сделана

сколь угодно высокой.

Это положение является следствием того, что амплитудный и фазовый спектры импульсной помехи на частоте полезного сиг-”’ нала однозначнно связаны с амплитудным и фазовым спектрами на другой частоте. Располагая частью спектра импульсной поме-

хи в области частот, свободной от других составляющих, можно сформировать спектр импульсной помехи на частоте сигнала и осуществить компенсацию этой помехи на частоте полезного сигнала. Структурная схема устройства компенсации импульсной помехи изображена на рис. 9.11.

Устройство состоит из двух каналов: канала сигнала, настроенного на частоту ‹ с комплексным коэффициентом передачи К‹=

—=Ксехр (16‹), и канала импульсной помехи. Выходное напряже- ние этих каналов поступает к вычитающему блоку «—». Насгройка канала импульсной помехи м выбрана так, чтобы в обла-

261

ществовал только спектр импульсной помехи. Расположение час-

тот настроек этих блоков показано на рис. 9.12,а.

При одинаковых полосах пропускания блоков с коэффициен- тами передачи Кс и К, и одинаковых формах амплитудно-час- тотных и фазочастотных характеристик выходные напряжения

этих блоков будут иметь одинаковые законы изменения огибаю- щих во времени при различных мгновенных значениях. Эти различия обусловлены неодинаковыми частотами настройки блоков. Известно ‘[см. (9.2)], что частота выходного напряжения, возникающего при действии импульсной помехи, равна частоте настройки блока. |

Для компенсации импульсной помехи необходимо преобразовать частоту колебаний на выходе канала помехи {„ в частоту [с и получить колебание на выходе вспомогательного канала с такими же мгновенными значениями во времени, как и на выходе канала сигнала.

Преобразование спектра импульсной помехи на частоте |» в спектр импульсной помехи на частоте ‹ осуществляется в блоке формирования помехи с комплексным коэффициентом передачи Ку-==ехр (19%). Этот блок должен содержать преобразователь час-

тоты и линейную электрическую цепь с коэффициентом переда- чи, удовлетворяющим режиму полной компенсации помехи:

Ке (Ар = Ки (АРК(АЙ)

Это уравнение определяет связь между модулями коэффициентов передачи и их аргументами:

Для частной реализации спектральной функции импульсной помехи, изображенной на рис. 9.12,а, формы амплитудно-чаетот-

ной и фазочастотной характеристик корректирующего блока изо- бражены на рис 9.12,6.

При выполнении условий (9.11) помеха ип» ({), подводимая к формирующему блоку, будет преобразована в ломеху и„:(Р) на

262

Очевидно, на выходе вычитаюшего блока импульсная помеха

будет скомпенсирована. При изменении формы импульсной помехи изменится ее спектр и для осуществления компенсации необ-

ходимо будет изменить характеристику корректирующего блока. Реализация режима компенсации импульсных помех затрудня-

ется из-за того, что при преобразовании частоты в блоке формирования помехи Ку колебание и„({} приобретает случайную фазу

гетеродина. Вследствие этого помеха на выходе канала формирования будет также иметь случайную фазу. В результате напряжение помехи на выходе устройства при равномерном распределе-

нии фазы гетеродина с равной вероятностью будет равно нулю либо удвоенному значению по сравнению с устройством без ком-

пенсации импульсной помехи (ИП).

Возможны системы ее компенсации после детектора (рис. 9.13), чтобы сделать систему нечувствительной. к фазе и частоте

несущего колебания.

результат компенсации будет зависеть от сдвига фаз между не- сущим колебанием сигнала и свободными колебаниями системы,

263

вызванными действием ИП. Поскольку момент появления ИИ случаен, результат суммирования помехи и сигнала в канале сиг-

нала также будет случайным.

9.3. Анализ воздействия флуктуационных помех на радиоприемное устройство и методы борьбы с радиопомехами

Согласно определению, флуктуационной радиопомехой называют радиопомеху, импульсы которой следуют друг за другом с интервалами времени, малыми по сравнению с длительностью пе-

реходного процесса в избирательном тракте. При действии этой радиопомехи выходное напряжение устройства является резуль-

татом наложения переходных процессов, появляющихся от многих импульсов.

Для оценки интенсивности помехи пользуются ее энергетической характеристикой. Такой энергетической характеристикой яв-

ляется спектральная плотность мощности

рые> 5)= Аз =.

=

Спектральная плотность мощности, или квадратичная спект-

ральная плотность, эффективного напряжения позволяет опреде- лить квадрат эффективного напряжения на выходе любого уси-

лителя либо избирательного устройства.

Одной из характеристик действия радиопомехи на приемник является эффективное напряжение на его выходе. Расчет напря-

жения на выходе линейной части приемника достаточно прост.

ка тракта с коэффициентом усиления Кона частоте настройки | изображена на этом же рисун-

ке в виде кривой и(]).

Выделим на частоте } интервал частот @Р тогда квадрат эффективного значения напряжения, действующего на входе и заключенного в этом интервале частот,

Чик -5ф = А? (Г) а[.

264

Вследствие малости интервала частот эта составляющая помехи может рассматриваться как гармоническое колебание, для

которого коэффициент усиления тракта

К=Кьи(?,

где и(}) — относительный коэффициент усиления тракта по напряжению.

Квадрат эффективного значения выходного напряжения, заключенного в интервале частот (4,

Чи их эфф — К (0 аи, эфф.

Суммируя результат действия всех составляющих гладкой помехи, получаем

мак Тя = КД АФФА 19

Согласно соотношению (9.12) можно определить эквивалентное входное напряжение гладкой помехи, а именно:

гладкой радиопомехи определяется интегралом ее спектральной функции А? ([) с весовым коэффициентом, равным у? ({) в бес-

конечной полосе частот.

Если избирательный тракт обладает полосой пропускания на-

столько малой, что в пределах этой полосы спектральную функцию можно считать постоянной, т. е. А? (Г) = А? (р) =соп$, го

мох ]/ [А Фуа

Знание эффективного напряжения помехи недостаточно для

определения влияния помехи на полезный сигнал, который выражается, как правило, некоторой функцией времени. Для оценки

265

искажения необходимо знать временные характеристики гладкой помехи: распределение уровней пиковых значений, распределение длительности импульсов, распределение частоты следования, рас-

пределение числа прохождений через нуль и др.

Типичным примером гладкой помехи является внутренний шум приемника.

Рассмотрим статистические характеристики внутреннего шума приемника.

В теории вероятности доказано, что для случайной величины,

принимающей большое число не связанных друг с другом значений, справедливо распределение Гаусса, получившее название

нормального закона распределения:

Й (и) =аР(и)/4и =ехр (— 2/2 Изьз)/У2 п ОЗ,

где И(и) — плотность вероятности, равная отношению вероятно-

сти появления мгновенных значений помехи в интервале от и до (и-- аи) к ширине интервала ди.

Зависимость плотности вероятности по отношению и/Оъуф изображена на рис. 9.15.

(и)

мб)

При воздействии внутреннего шума на избирательный усилитель на его выходе возникает напряжение, мгновенное значение которого также имеет нормальный закон распределения.

Избирательное устройство обычно имеет малую относительную полосу пропускания, поэтому на его выходе возникает шумовое напряжение с частотой р и медленно меняющимися ам-

плитудой Ош (Ё) и фазой фш(Ь:

Огибающая амплитуд шумового напряжения описывается за“

266

Введя переменную х, равную отношению мгновенного значения огибающей к эффективному значению шумового напряжения, т.е. х= О /Иш эфф, ПОЛУЧИМ

График зависимости У(х) изображен на рис. 9.16. Из графика следует, что максимальная плотность вероятности соответст-

вует значению х»=| [в этом легко убедиться, дифференцируя выражение (9.18) по х и приравнивая аЙ/Ах нулю]. Таким обра-

зом; наиболее часто наблюдаемая амплитуда шумового напряжения на выходе избирательного устройства равна эффективному

значению этого шумового напряжения.

Среднее значение амплитуды огибающей шумового напряжения или ее математическое ожидание,

© < , =

От. ср — { О, (И) ат = Ош эфф { хе-**/2 4х= и- И эфф 7 0 0

Интенсивность флуктуаций огибающей, определяющая шумовое напряжение на выходе линейного детектора с коэффициентом

передачи, равном единице, будет определяться разностью между средним квадратом огибающей и средним значением амплитуды

Огибающая флуктуаций, возникающих на выходе узкополосного усилителя, имеет ограниченную скорость изменения, среднее

значение которой АОбщш/ай=пИОш в АЬБьь/ И 3, где АБъь— эффек-

тивная полоса шума усилителя.

Средняя продолжительность одного выброса огибающей, пре- вышающего заданный уровень

Видно, что средняя продолжительность выброса обратно пропорциональна эффективной ширине полосы шума усилителя.

Среднее число выбросов в секунду, превосходящих Ц,

п (Ц) = 0,72 А 7ь Ц ехр (—(2/2 02 56) О ш.эфф-

267

Вероятность того, что амплитуда огибающей помехи превысит уровень И, найдем согласно соотношению (9.17):

Из формулы (9.22) следует, что уровни огибающей амплитуд

выше Иш.эфф наблюдаются в течение 61%, уровни выше 2Иш эфф — 12%; уровни выше ЗИОш эф — в течение 5% общего времени на-

блюдения. Уровни огибающей шума, в 4 и более раз превышающие эффективное напряжение флуктуационной помехи, имеют малую вероятность.

Медленно меняющаяся фаза выходного напряжения шума избирательного усилителя фш(Р) имеет равномерное распределение вероятностей

Й (Ф) =аР(ф)/аФ= 1/2 п.

Рассмотрим прохождение шума через нелинейные элементы радиоприемника.

В преобразователе частоты происходит перенос спектра шума на частоте сигнала на промежуточную частоту приемника. Обычно шумовое напряжение малб, поэтому можно считать, что шум преобразуется так же, как полезный сигнал. Таким образом, при широкой полосе входного шума шумовые составляющие тока промежуточной частоты определяются спектром шума на промежуточной частоте, частотах основного и побочных каналов приема. Снижение суммарного шума на выходе преобразователя мо-

жет быть достигнуто в «линейном» режиме преобразователя частоты при соответствующем ослаблении шума зеркального кана-

ла и канала промежуточной частоты. На рис. 9.17. изображены

т у

в эффективной полосе шума УПЧ на выходе преобразователя,

Г — {53 А ф (7) - 52 [А (Ро) + А (15.«)} А Рф»

где 5о — среднее значение крутизны преобразователя за период колебаний гетеродина; $, — крутизна преобразователя; А? ([н), А?.%% (к), А? (к) — квадратичная спектральная плотность на-

268

пряжения шума, поступающего на вход преобразующего прибора

соответственно на частотах {и, [‹, [зк.

Спектральные плотности шума определяются не только шумом преселектора, но и шумом гетеродина и преобразующего при-

бора.

При использовании преселектора с высоким ослаблением шума на промежуточной частоте и на частоте симметричного канала, а также балансных преобразователей частоты можно снизить эквивалентный шумовой ток на выходе преобразователя, исклю-

чив шум гетеродина. Тогда 12А 52? (АР зо.

В детекторе приемника происходит взаимодействие компонентов шума и компонентов шума с сигналом, в результате этого отношение сигнал-шум на выходе детектора изменяется по сравнению с существующим на входе детектора.

Рассмотрим линейный детектор. Положим, что к входу де-

линий. Каждая из составляющих спектра создает биения с соседними составляющими. Очевидно, нулевые частоты биений создаются всеми составляющими, в то же время максимальную частоту биений, близкую к АР, создаст малое число составляющих.

Теперь предположим, что к детектору кроме шума подведено

несущее колебание с большой амплитудой, находящееся в сере- дине полосы входного шума (рис. 9.19,а). Тогда компоненты шу-

ма кроме взаимных биений создадут биения с песущим голеба- нием. Максимальная частота послелии\х не пэевылит полозины полосы пропускания тракта УПЧ Частотное растр ^зеление спектральной плотности шума, полученного в результате детектиро-

вания биений сигнала с шумом, изображено на рис 9.19,6. В де-

текторе возникают биения обоих типов, поэтому результирующий

спектр шума на выходе детектора можно представить в виде рис. 9,19,в. Из рис. 9.19 следует, что сокращение полосы пропускания

НЧ тракта до Ртах уменьшает ширину слектра шума на выходе приемника и улучшает отношение сигнал-шум.

При линейном детектировании и достаточно большой ампли- туде модулированного сигнала на входе детектора отношение на-

269

Рис. 9.19

Заменяя Ишэвф= У А?(ъъьр) АРъь, получаем

О о/О п.эфф.вых = тИтиИ Аз (о) 2Е тах

Отношение сигнал-шум на выходе детектора не зависит от полосы пропускания ВЧ тракта и увеличивается при уменьшении

тах:

Этот вывод справедлив лишь при большой амплитуде сигна-

ла: Ото >> Ош эф.

При малой амплитуде сигнала происходит подавление. сигнала шумом [19]. При этом напряжение сигнала на выходе детектора пропорционально квадрату отношения напряжения сигнала к эффективному напряжению шума. С увеличением полосы пропускания ВЧ тракта эффективное напряжение шума растет, по-

этому отношение сигнал-шум на выходе детектора уменьшается. Влияние гладких помех на результат приема сообщения можно оценить отношением сигнал-помеха лишь в первом приближе-

нии, так как это влияние определяется не только искажением сигнала, которое создает помеха, но и свойствами выходного прибора и регистратора сообщений.

Средние данные примерных отношений сигнал-помеха, обеспечивающих заданное качество приема, рекомендованные МККР,

приведены в таблице.