Учебники / РПрУ Палшков (1) (1)

В системах низовой связи, где к точности воспроизведения формы сигнала непредъявляется высоких требований, кроме указанных видов модуляции применяют дельта-модуляцию (ДМ).

При этом способе импульсной модуляции в системе связи переда- ется не само значение функции, а знак ее приращения. Очевидно,

что для передачи сообщений в системе ДМ необходим трехпози- ционный сигнал. В качестве такого сигнала можно использовать импульсный сигнал. Импульсная модуляция используется в совре-

менных цифровых системах передачи сообщений. Наибольшее рас-

пространение получила импульсно-кодовая модуляция (ИКМ), обеспечивающая возможность передачи сообщений практически с

любой необходимой точностью и, что особенно существенно для решения проблемы обеспечения большой дальности связи, возможность регенерации сигнала без накопления шума при многократной регенерации сигнала в ретрансляторах [39]. Импульсно-кодо- вая модуляция основана на использовании кодовых грунп импульсов, отличающихся числом импульсов в группе и их расположением. Каждая группа импульсов соответствует определенному символу либо уровню, присвоенному этой группе. Число импульсов п в кодовой группе определяется числом передаваемых уровней или символов 7

При передаче речевых сообщений достаточно иметь около 30 градаций передаваемых уровней, поэтому согласно соотношению (13.3) необходимое число импульсов в группе и= 19 30225.

Эти группы импульсов должны повторяться через интервал следования, определяемый формулой (13.1).

Если требуется, организовать передачу и прием М№-канального сообщения, то длительность групповой последовательности одного

В качестве примера рассмотрим, какую длительность импульса в кодовой группе следует иметь для цифровой передачи одного

канала телевидения при Ги.х=6 МГц, полагая, что достаточно иметь 30 градаций уровней видеосигнала в месте приема. Согласно формуле (13.6) ти=1/4-5.1.6.106=8 нс. Заметим, что передача одного канала телевидения требует приблизительно такой же длительности импульса в группе, что и передача 1920 речевых стан-

дартных телефонных каналов связи.

Таким образом, радиоприемники импульсных систем связи должны обеспечивать прием импульсных радиосигналов с длительно-

311

<тями от единиц наносекунд до единиц микросекунд в диапазоне сверхвысоких частот. Как правило, эти приемники являются мно-

гоканальными. Что касается приемников радиолокационных сис-

тем, то эти приемники преимущественно являются одноканальными.

На рис. 13.1 изображена структурная схема многоканального приемника импульсных сигналов. Радиоимпульсы от антенны пе-

редаются в высокочастотный тракт приемника. Далее следует им- пульсный детектор (ИД), выделяющий огибающую радионмпульсной последовательности. Полученный импульсный сигнал усиливается видеоусилителем и подается в блок разделения каналов, кб=- торый синхронизируется тактовыми импульсами входных сигналов, выделенными из видеосигнала блоком синхронизации.

цепь синхрени-

зации

В каждом из выделенных каналов необходимо осуществить преобразование импульсного сигнала с целью получить напряжение, повторяющее закон модуляции. Это преобразование осуществляется ь детекторе ИМС. На выходе детектора ИМС (демодулятора ИМС) получаются колебания, соответствующие первичному электрическому сигналу. Эти колебания усиливаются в УМЧи подаются к выходному прибору.

В качестве детектора ИМС можно применить ФНЧ, выделяющий низкочастотные составляющие спектра при АИМ и ШИМ. Непосредственное выделение низкочастотных компонентов при прие-

ме ВИМ с помощью ФНЧ оказывается малоэффективным. Поэтому при приеме ВИМ детектор ИМС строится так, что вначале

осуществляется преобразование ВИМ в АИМ или ШИМ, а затем «ставится ФНЧ.

812

13.2. Искажения импульсных сигналов в приемнике Общие сведения

тектором.

Рассмотрим, как зависят искажения импульсного сигнала от” параметров линейного тракта радиоприемника. Общий. метод анализа основан на принципе наложения (принцип суперпозиции—

независимости действия составляющих сигнала), который был использован при анализе линейных искажений в высокочастотном

тракте приемника АМ и ЧМ сигналов. Можно показать [20], что огибающая выходного напряжения в высокочастотном тракте с симметричными характеристиками (рис. 13.2} (четная симметрия

К(%) и нечетная симметрия ф(®) приобретает такие же изменения, какие возникают в видеосигнале при прохождении его через.

низкочастотный тракт с амплитудно-частотной и фазочастотной характеристиками, форма которых совпадает с формой характеристик избирательной цепи для верхних боковых частот модуля-

ЦИИ

В качестве примера на рис. 13.3 изображены характеристики эквивалентного низкочастотного тракта, в котором искажения видеосигнала будут такими же, как искажения огибающей радиоимпульса в высокочастотном тракте с симметричными характеристиками относительно несущей частоты входного напряжения. Ана-

лиз искажений импульсного сигнала существенно облегчается при непосредственном использовании временных, а не частотных характеристик тракта.

Если известна реакция устройства на скачок огибающей, то, пользуясь теоремой Дюамеля, можно определить искажения оги-

бающей любой формы:

313

—+— Но

9

на рис. 13.44, и б. у

Из курса «Теория линейных электрических цепей» известно выражение единичного скачка напряжения

1(9 = (1/2) (п) [ зто4ою.

Здесь верхний предел интеграла ограничён величиной АФо/2, так как при 9 >А9%/2 коэффициент усиления равен нулю.

В точках разрыва функции интеграл Фурье сходится к среднему значению функции справа и слева от точки разрыва. Для еди-

ничного скачка напряжения на входе среднее значение функции при Ё=0 равно 0,5. Поэтому время, прошедшее от начала включе-

314

ния скачка напряжения до момента, когда выходное напряжение достигает половины установившегося значения, следует считать

временем запаздывания тэ. Из соотношения (13.8) следует, что при {= второе слагаемое равно нулю и Н(®) =Ко/2. Таким образом,

время запаздывания равно угловому коэффициенту фазочастотной характеристики усилителя, т. е.

т =ь=а4Ф(9)/а0.

Определим время нарастания ть как время, в течение которого выходное напряжение изменяется от нуля до установившегося значения с постоянной скоростью, равной скорости изменения выходного напряжения в момент времени запаздывания:

Время нарастания, рассчитанное по формуле (13.9), близко к интервалу времени изменения выходного напряжения от 0,1 до 0,$ установившегося значения, удобному при экспериментальном определении параметров переходной характеристики.

Найдем скорость изменения первходной характеристики АН/4{.

В формуле (13.8) время Е является параметром подынтегральной функции, а верхний и нижний пределы интегрирования не зависят от этого параметра, поэтому последовательность операций дифференцирования и интегрирования может быть выбрана произвольной.

Удобно вначале продифференцировать подынтегральную функ- цию, а затем выполнить интегрирование:

Производя интегрирование, находим анА/К\.. ®, | -®° | зп -— (1-В ЕЬ.

Видно, что скорость изменения ординат переходной характеристики зависит от времени. Введем новую переменную х=АО, (Е—

—№) /2, тогда аН/4= (А/2 п) Кот х/х == (КоА Ес) Чт х/х.

График огибающей входного напряжения (\(Ё), переходная характеристика Н(1) и скорость ее изменения 4Н/А изображены на рис. 13.5,

При {=В®=1. скорость изменения переходной характеристики максимальная:

14 НИИ =, = 14 Н/АН вах = Ко А Во.

315

Мгновенное значение переходной характеристики по огибаю-

зцей определяется формулой (13.8). Преобразуем это выражение. Введем новую переменную х=® (Е-—&), тогда

0

где хт=АО,(1—Ю) /2.

хт

Функция вида (| пл Ах/х представляет собой интегральный

0

синус, являющийся функцией верхнего предела

Зря == [" (втх/х ах.

0

Переходная характеристика идеального полосового усилителя имеет выбросы, обусловленные резким спадом частотной характефристики на границах полосы пропускания. В реальных усилительных устройствах величины вы-

лать следующие выводы:

Е) выбросы переходной характеристики появляются при нали- чии в усилителе колебаний с собственными частотами, расстроен-

ными относительно несущей частоты сигнала; 2) максимальный выброс резко возрастает при увеличении пи-

ков в частотной характеристике на частотах, не совпадающих © несущей частотой сигнала.

Искажения прямоугольного радиоимпульса

Предположим, что к входу идеального полосового усилителя подведено высокочастотное напряжение с прямоугольной огибаю-

щей:

и (0 =0„ (Ито Ь тде Ию (1) =0 при ли #0, Иш(Р =О при < Ели.

316

График входного напряжения и({) изображен на рис. 13.7. Допустим, что несущая частота бо равна центральной частоте на-

стройки усилителя. Воспользуемся низкочастотным эквивалентом

для расчета огибающей выходного напряжения. Огибающую вы- ходного напряжения найдем как результат действия двух скачков напряжения И!(№ и 0>({) противоположной полярности. Первый

скачок появляется при {=0, второй © запаздыванием на время, равное длительности импульса ти (рис. 13.8).

Составляющая огибающей выходного напряжения, обусловленная первым скачком,

Вторая составляющая огибающей, обусловленная вторым скач- ком,

О,» (В = —Ко И» (2) + (1/1) 1 (АО, (1——т)1. (13.14)

Напряжение на выходе усилителя при действии прямоугольного импульса получаем, суммируя соотношения (13.13) и (13.14):

Иъых = (Ко Ит/п) [51 (А®/2) (1—4) —$1(А0,/2) ({—&—ти)]. (13.15)

Выходное напряжение определяется разностью двух интеграль-

ных синусов, аргументы которых отличаются на величину (АОу/

(2)ти. Первое слагаемое формулы (13.15) характеризует реакцию системы на нарастание импульса, второе — на его спад.

Для характеристики вида искажения радиоимпульса рассмотфим два частных случая, соответствующих существенно различным

отношениям длительности импульса к времени нарастания.

1. Длительность импульса значительно больше времени нарастания (ти>л1н). Для построения графика огибающей выходного напряжения воспользуемся формулой (13.15). На рис. 13.9 изображен график первого слагаемого формулы. Это слагаемое представлено графиком интегрального синуса, смещенным по оси вре-

мени на &. Второе слагаемое также представлено графиком инте- грального синуса, смещенным по оси времени на &-+ти, с учетом знака перед функцией. Здесь же показан график огибающей ре-

зультирующего напряжения.

$17

Из рисунка следует, что импульс выходного напряжения заназ-

дывает на время &. Вследствие того что длительность импульса ти значительно больше времени нарастания т», амплитуда выхолдного напряжения за время ти успевает нарасти до установившегося значения Ко». Поэтому амплитуда выходного напряжения максимально возможная и не зависит от длительности входного импульса. Длительность импульса выходного напряжения, отсчитанная на уровне половины установившейся величины, равна Эдлительности импульса входного напряжения. Таким образом, в этом режиме импульс практически не искажается, хотя нарастание и

спад импульса происходят с конечной скоростью и форма импульса близка к трапецеидальной.

я

каждого слагаемого в данный момент времени. Скорость изменения первого слагаемого положительна и имеет максимум в`точке 6. Скорость изменения второго слагаемого отрицательна и имеет

максимум в точке г В точке в скорости изменения равны и противоположны по знаку. Поэтому в интервале времени от точки а до точки в выходное напряжение растет вследствие преобтадания

скорости изменения первого слагаемого. В интервале времени, соответствующем точкам в и 9, выходное напряжение уменьшается

из-за преобладания отрицательной скорости изменения второго слагаемого.

318

Из рис. 13.10 следует, что при изменении длительности импульса ти входного напряжения длительность импульса выходного на-

ность импульса выходного напряжения равна времени нарастания, т. е. практически не зависит от длительности входного импульса. Форма огибающей импульса близка к треугольной.

Если проследить за изменением амплитуды выходного импульса, то можно сделать вывод о том, что амплитуда выходного напряжения увеличивается с увеличением длительности входного импулоса. Максимальная амплитуда выходного напряжения Озых шах определится по формуле (13.15) после подстановки значения #=

==-ти/2:

жения определяется произведением ширины полосы пропускания усилителя на длительность импульса.

Зависимость Овых шах ОТ АОбти изображена на рис. 13.11. При малых значениях произведения АОоти в формуле (13.16) интегральный синус можно заменить аргументом

$1 (АО, 1,4) = ЛО, ти/4, тогда Ивых пах = Ко Ин А Воли.

Таким образом, йри узкой полосе и малой длительности входного импульса амплитуда импульса выходного напряжения линейно зависит от ширины полосы пропускания тракта и длительности входного импульса.

При больших величинах АОи амплитуда выходного напряжения

Оъыхшах= Ко От, так как при Абутиоо $ (00)= л/2.

Методика оценки искажений импульсного сигнала, основанная

на замене радиочастотной системы эквивалентной ей видеочастот- ной, позволяет определить общие искажения сигнала в приемнике.

319

13.3. Оптимальные и квазиоптимальные методы приема импульсных сигналов

Оптимальный фильтр прямоугольного импульса

Оптимальные методы приема импульсных сигналов на фоне гладких помех основаны на максимизации функции правдоподо-

бия и сводятся к реализации оптимального фильтра, обеспечивающего максимальное отношение пикового значения напряжения сиг-

нала к эффективному значению гладкой помехи, и соответствующего порогового устройства.

Оптимальный прием импульсного сигнала на фоне импульсных, или сосредоточенных по частотному спектру, радиопомех могут быть улучшены, если известны характеристики радиопомех (законы распределения амплитуд, длительности, частоты следования и’ других параметров). В этих условиях целесообразно применение

стробирования и адаптивных устройств.

Оптимальная фильтрация сигнала может осуществляться пос-

ле детектора или непосредственно на частоте сигнала либо на промежуточной частоте.

Рассмотрим оптимальную фильтрацию прямоугольного импульса, полученного на выходе импульсного детектора.

Спектральную плотность амплитуд этого импульса определим как сумму спектральных плотностей двух скачков напряжения. Первый скачок (И! (№, появившийся при #=0, будет характеризоваться спектральной плотностью амплитуд $: (0) =О„/0. Второй скачок И>(Ё) запаздывает на время ти и имеет отрицательную по-

$ (0) = 3, (@) - 5. (9) —- ИУ. П— ехр (—19т,)]/ 9.

Реальный оптимальный фильтр может обеспечить максимальное выходное напряжение не ранвше чем окончится входной импульс. Поэтому сигнал в оптимальном фильтре должен запаздывать на время №, равное длительности входного импульса или

превышающее его (к2ти).

Учитывая необходимое запаздывание сигнала в фильтре, коэффициент передачи оптимального фильтра

Кот (9) = а 5* (©) ехр (—19 1) =а(И./ 9) [ехр (1 т.)— П ехр (—

Коэффициент пропорциональности а может быть выбран рав-

320