Учебники / РПрУ Палшков (1) (1)

где Ао = До с0$ 9? — частотное отклонение входного напряжения; ф’ (00) = — время запаздывания сигнала в усилителе; ф”(во)=

=ЁРо— первая производная времени запаздывания; ”*(во)= =#— вторая производная времени запаздывания. Найдем часто-

Аютз = Дез, © #,/8, Е == агс№ [© (&-- До? 1/2].

Если это выходное колебание, линейно-искаженное избирательной цепью, подвести к частотному детектору, то на выходе детек-

тора будут обнаружены высшие гармоники закона модуляции. Коэффициент гармоник

= 0,5 Ао, И (Ао БРЛбУИ 98 (6 Ао 6/2) |.

Коэффициент гармоник Аг при фиксированных параметрах нелинейности фазовой характеристики цепи увеличивается с увеличением частотного отклонения Ао» и частоты модуляции ©.

Для уменьшения коэффициента гармоник необходимо линеаризировать фазовую характеристику цепи, т. е. обеспечить Ёо==0 и

о=0.

В частном случае, когда фазовая характеристика обладает нечетной симметрией ф(А®) =—<$(—А®), первая производная вре-

мени запаздывания Ро равна нулю и при малых нелинейных искажениях

Полученное соотношение можно использовать для определения допустимого параметра нелинейности фазовой характеристики це-

пи Р’одол при заданном уровне коэффициента гармоник; а именно:

301

Время запаздывания к — 4/4 №5- 21/А9, (1-@) =2п/А9,

Первая производная времени запаздывания

& = (2/40)п[—-2 8/1)] =0 при &, 0.

Вторая производная времени запаздывания

5=21п(2/А0}}3.

После подстановки полученного значения #*% в формулу (12.12)

и

Ао, > И? Авт, доп.

Учитывая известную связь между общей полосой пропускания усилителя АО, и полосой пропускания одного каскада АО, нахоДим

Аналогично получим выражение второй производной времени запаздывания п-каскадного усилителя с двухконтурными фильтрами при критической связи между контурами:

АО,> УЗпло“?,оО/аАЛЁ,. С учетом связи между полосей> пропускания одного контура АОФ, и общей полосой пропускания п-каскадного усилителя с одиночными контурами

Найдем отношение коэффициентов гармоник при одинаковых общих полосах пропускания усилителей АО д=АОцдь и числе каскадов и:

При большом числе каскадов Аг од/Ёг дв == 0,54/п0/75, Из соотношения (12.15} следует, что при одинаковых общих по-

лосах пропускания усилителей АО, и числе каскадов п коэффици- ент гармоник усилителя с одиночными контурами меньше коэффициента гармоник двухконтурного усилителя. С увеличением чис-

ла каскадов п отношение коэффициентов гармоник Аг од/Ёг дв Умень- шается, свидетельствуя о преимуществах одноконтурного усилителя.

Для снижения коэффициента гармоник при фиксированной по- лосе пропускания необходима коррекция фазовой характеристики

Обратим внимание на то, что в проведенном анализе предполагалась независимость формы фазочастотной характеристики уси-

302

лителя от уровня входных колебаний. Вследствие того что вход- ная, проходная и выходная проводимости усилительных элементов

зависят от уровня колебаний, действующих на их зажимах, изме-

няются проводимости, вносимые в избирательную систему. Это приводит к изменению формы фазовой характеристики каскада.

Таким образом, при усилении ЧМ сигналов с переменной амп-

литудой в каскаде происходит амплитудно-фазовая конверсия, вы- зывающая дополнительные искажения ЧМ сигнала.

12.3. Действие гармонических и флуктуационных помех при приеме ЧМС

Гармоническая помеха в сумме с полезным колебанием создает изменения амплитуды и фазы суммарного колебания. Частотный детектор не реагирует на изменение амплитуды суммарного колебания. Существенным для формирования выходного напряжения

частотного детектора является изменение частоты входного колебания. Рассмотрим упрощенную модель воздей-

ствия синусоидальной помехи при приеме ЧМС. Предположим, что к входу частотного детек-

тора подведено высокочастотное напряжение немодулированного сигнала с амплитудой Ош и частотой в. Кроме того, допустим, что к детектору подведено также напряжение синусоидаль-

ной помехи с амплитудой ОИ и частотой ®и. Помеха создаст биения с немодулированным сигналом, в результате которых амплитуда и ча-

колебание приобретет переменное фазовое отклонение, которое будет соответствовать положениям векторов напряжений помехи и

сигнала, изображенным на рис. 12.4 Определим скорость перемещения конца вектора суммарного

колебания Ул в точке А, полагая, что вектор М»; вращается вокруг точки О и приращение угловой частоты вращения этого век-

тора равно (аф/а#)л.

С другой стороны, точка А принадлежит вектору Ши, враща- ющемуся вокруг точки О! с равномерной скоростью ©, поэтому

Приравнивая правые части соотношений (12.16) и (12.17), находим приращение угловой частоты суммарного колебания, обус-

ловленное действием помехи:

14 /АЁ] д = |Лезд! = Фите+ Чт). (12.18)

303

Аналогично определим приращение угловой частоты суммарного колебания в точке В1:

Из соотношений (12.18) и (12.19) следует, что помеха создает различные абсолютные значения приращения частоты суммарно-

го колебания (по отношению к частоте сигнала 0) в экстремаль- ных точках: | Ави в! | > |А®нд|. Кроме того, закон изменения час-

тоты несинусоидален.

Найдем размах выходного напряжения детектора ЧМС при действии суммы напряжений немодулированных сигнала и помехи.

Пусть крутизна детекторной характеристики равна $,;, тогда

Если к детектору подвести полезный сигнал с частотным отклонением +Аюи, то размах выходного напряжения детектора

Учитывая формулы (12.20) и (12.21), отношение сигнал-помеха на выходе ЧД

[СИТьых — Ир.е/И р.п — (Ао Отс Ипа) (1 — И? .).

Сравним это отношение с отношением сигнал-помеха на входе детектора и определим выигрыш, который обеспечивает детектор

(Формула справедлива для Ите/Итн>1.} Из выражения (12.22) следует, что выигрыш определяется от-

ношением частотного отклонения сигнала Аюи к частоте биений ©, а также отношением сигнал-помеха, существующим на входе детектора.

При больших отношениях сигнал-помеха (Итес/>О1)

В = Аю„/О = Аб(9—6).

Уменьшение расстройки помехи по отношению’ к сигналу увеличивает выигрыш. Причина указанной зависимости в том, что частотное отклонение, создаваемое помехой, определяется частотой биений. При уменьшении частоты биений уменьшается частотное отклонение суммарного колебания, обусловленное действием помехи, и, следовательно, уменьшается напряжение на выходе частотного детектора. На рис. 12.5 изображена зависимость амплитуды напряжения помехи на выходе ЧД от частоты помехи вп при постоянном отношении сигнал-помеха на входе детектора. Эта зависимость согласно формуле (12.20) имеет вид прямой, проходящей через точку юп-®с=®=0.

С увеличением расстройки © линейно возрастает напряжение

помехи на выходе ЧД и, кроме того, растет частота этого напря- жения. ,

304

305

Из соотношения (12.23) следует целесообразность увеличения частотного отклонения А» для получения большего выигрыша в отношении сигнал-помеха. Однако при увеличении частотного отклонения Аю» необходимо расширять полосу пропускания высокочастотного тракта до детектора. Вследствие этого увеличивается напряжение флуктуационной помехи на входе детектора, и ожидаемый выигрыш в отношении сигнал-помеха реализуется при ‚большем уровне сигнала.

12.4. Нредыескажения и их коррекция в приемнике

Анализ влияния гармонических и флуктуационных радиопомех при приеме ЧМС показал, что отношение сигнал-помеха на выходе приемника улучшается при увеличении частотного отклонения

А®» сигнала и уменьшении максимальной частоты полосы пропускания Ош.х низкочастотного тракта. Чтобы уменьшить эффективную полосу пропускания низкочастотного тракта без искажения приема сообщений, в радиопередатчике можно ввести предвари-

тельное искажение (предыскажение) спектра модулирующих колебаний по стандартному закону (рис. 12.7). Между микрофоном и частотным модулятором передатчика (ЧМП) включают устройство, обеспечивающее рост частотного отклонения с увеличением

частоты модуляции (рис. 12.8): Аюж=Аво И 1+ (©т)?, где Аво— частотное отклонение на низких частотах модуляции.

В приемнике для коррекции предыскажений между детектором ЧМС и УМЧ (рис. 12.9) необходимо включить электрическую цепь

< характеристикой коэффициента передачи, изменяющейся по обратному закону, с тем чтобы скомпенсировать введенные искажения:

К (©) = КИИГЕ@®.

Такой цепью может служить простое интегрирующее ЮС-звено

с постоянной времени т.

Включение интегрирующей ЮС-цепи уменьшает эффективную

полосу пропускания тракта приемника, следующего за детектором, поэтому уменьшается Эшах, определяющая выигрыш, соглас-

но соотношению (12.23).

306

В радиовещательной системе ЧМ вещания СССР принята т= —=50 мкс. При такой т полоса пропускания тракта модулирующих частот приемника на уровне 3 дБ будет 3,2 кГц, а эффективная полоса шума около 5 кГц. Если максимальное частотное откло-

В = УЗ(А РЕ.) = У 3(50/5)5/ дз 55.

Если предположить, что отношение сигнал-помеха на входе частотного детектора будет равно двум, то на выходе низкочастотного тракта приемника отношение сигнал-помеха окажется больще 40 дБ. Это определяет малое влияние помех при приеме ЧМС.

Следует обратить внимание на то, что предыскажения сигнала

в передатчике ограничивают возможности правильного воспроизведения больших уровней на высоких частотах модуляции как в

модуляторе передатчика, так и в детекторе приемника. Статистические исследования уровней радиовещательной программы на высоких частотах модуляции показывают, что этот уровень с вероятностью, близкой к 0,99, существенно меньше уровня низкочастотных составляющих. Это дает основание для выбора частотного

отклонения в области низких частот Ао, равного максимальному частотному отклонению Аюшах, принятому в системе.

й

12.5. Пороговые свойства приемников ЧМС и методы снижения «порога»

Анализ влияния помех при приеме ЧМС показал, что помеха вызывает частотные изменения суммарного колебания, в результате которых ухудшается отношение сигнал-помеха. Было показа-

колебания в точке В: (см. рис. 12.4) на угол л частотное отклонение суммарного колебания, обусловленное помехой, равно бес-

конечности. В результате резко ухудшается отношение сигнал-по- меха на выходе частотного детектора. На рис. 12.10 изображена зависимость отношения сигнал-помеха на выходе детектора от уровня входного сигнала. Если имеется сигнал выше порогового,

307

то отношение сигнал-помеха на выходе детектора увеличивается линейно с увеличением амплитуды сигнала на входе. Применение

частотной модуляции обеспечивает большее отношение сигнал-по- меха, чем при АМ, зависящее от индекса модуляции. Отношение сигнал-помеха на выходе детектора увеличивается с увеличением индекса модуляции рт только при достаточно большом уровне сигнала на входе. При данном индексе модуляции существует нпо-

роговый сигнал Исп, выше которого улучшается отношение сиг- нал-помеха: Пороговый сигнал растет с увеличением индекса мо-

чтобы его настройка совпала с преобразованной частотой входного сигнала. Естественно, что полосу пропускания следящего фильтра можно сделать меньше частотного отклонения входного сигна-

308

ла. При этом напряжение гладкой радиопомехи, подводимое к частотному детектору в исходном режиме, будет меньше, что приведет к соответствующему снижению порогового напряжения Ист.

Детальный анализ системы приема со следящим фильтром выпол- нен Д. В. Агеевым и Я. Г. Родионовым [38].

Изменение частоты настройки узкополосного следящего фильтра связано с определенными техническими трудностями. Практиче-

ски проще реализовать следящий прием, изменяя частоту гетеродина в преобразователе частоты так, чтобы преобразованная час-

тота при широкополосной модуляции сигнала оставалась в полосе пропускания узкополосного фильтра с фиксированной настройкой, включенного на выходе ПЧ. В этой системе осуществляется отрицательная обратная связь по частоте (ОСЧ). Структурная схема приемника с ОСЧ изображена на рис. 12.12. Наличие ОСЧ умень-

шает частотное отклонение сигнала в тракте промежуточной частеты подобно тому, как это происходит в системе АПЧ (см. $ 8.2).-

Остаточное частотное отклонение преобразованного сигнала Абес» = А6/(1-- $,5,Ко),

где Эр, 5у — крутизна характеристики соответственно различителя” и управителя; К‹ — коэффициент передачи цепи связи детектора © управителем.

Уменьшение частотного отклонения приводит к такому же уменьшению индекса модуляции. Таким образом, фильтр оказыва-

ется под действием ЧМС с малым индексом модуляции:

трез = Ф/(1 + бр 5, Ко).

Вэтом случае, как показано в $ 12.2, ширина спектра ЧМС равна-

удвоенной частоте модуляции и, следовательно, достаточно иметь. исходную ширину полосы тракта УПЧ, равную 2ЁРшах. Это умень-

шение полосы пропускания тракта определяет соответствующее

улучшение пороговых характеристик приемника.

Следящий прием ЧМ сигналов с ОСЧ можно также осуществить на основе фазовой автоматической подстройки [57].

309

13. Прием импульсных сигналов

®

13.1. Особенности приемников импульсных сигналов

Импульсные сигналы характеризуются малой длительностью по «равнению с периодом следования. Использование импульсных

хигналов позволяет осуществить временнбе разделение каналов в системах многоканальной связи. С помощью импульсных сигналов передаются как дискретные, так и непрерывные сообщения. Возможность импульсной передачи непрерывного (аналогового) первичного сигнала определяется его физической природой. Дело в том, что первичные сигналы характеризуются ограниченной шириной спектра частот.

Согласно теореме Котельникова любой сигнал с ограниченным спектром полностью определяется своими значениями, отсчитанными через интервал времени

где Риах — граничная частота спектра первичного сигнала. Поэтому, выбрав период следования Т согласно формуле (13.1)

и малую длительность импульса 1, можно с высокой точностью воспроизвести передаваемый первичный сигнал в месте приема. Вместе с этим при достаточно малой длительности импульса можно в интервале Т, равным периоду следования, расположить сигналы, соответствующие другим сообщениям. Максимальное число первичных сигналов, которые можно передать практически без взаимных помех

- Для передачи сообщения осуществляют модуляцию импульсов,

изменяя их параметры, амплитуду (АИМ), ширину (ШИМ) либо временное положение импульса (ВИМ). Из указанных видов модуляции импульсов лучшие энергетические характеристики системы связи обеспечивает ВИМ. Дело в том, что при ВИМ передатчик может работать в режиме максимальной мощности при любом

уровне модулирующего сигнала. Таких благоприятных условий невозможно обеспечить при АИМ и ШИМ, при которых максимальная мощносгь должна излучаться лишь во время пиков модуляции, т. е. при максимальных амплитуде или длительности (ширине) импульса. При средних уровнях передаваемого сообщения

передатчик работает с относительно малым уровнем мощности.

Применение ВИМ обеспечивает максимальное использование номинала мощности передатчика. Кроме того, создаются благопри-

ятные условия для более эффективной борьбы с помехами в месте приема. Постоянные параметры излучаемого импульса, такие как

его длительность, амплитуда, закон нарастания и спада импульса, позволяют осуществить оптимальную фильтрацию сигнала из смеси с помехой относительно простыми электрическими цепями.

310