Учебники / РПрУ Палшков (1) (1)

Оптимальная фильтрация прямоугольного импульса возможна

подключением к интегратору, коэффициент передачи которого 1/1, двух напряжений: и, — непосредственно действующего импульено-

го сигнала И и2 — этого же задержанного импульсного сигнала на

время ти, но в отрицательной полярности.

На рис. 13.12 изображена структурная схема фильтра, синтезированного согласно формуле (13.17).

Принципиальная схема устройства фильтрации прямоугольного импульса изображена на рис. 13.13. Здесь входное импульсное напряжение подводится непосредственно к интегрирующей ЮС-цепи,

формируя линейно-нарастающее напряжение и= |01 ивх а. К момен-

ту окончания входного импульса к интегратору поступает импульс, отраженный от короткозамкнутого конца линии {/. Длина линии выбрана так, чтобы отраженный сигнал запоздал на время ти. Поскольку длинная линия замкнута на конце, в процессе отражения происходит изменение полярности импульса на противоположную. Чтобы исключить повторное отражение, источник сигнала имеет внутреннее сопротивление, равное волновому сопротивлению линии, Т. е. Юг=р.

На выходе интегрирующей цепи появляется линейно-спадаю-

функции времени изображена на рис. 13.14. Напряжение изменяется по симметричному пилообразному закону. Длительность им-

контур РкСь, настроенный на несущую частоту входного радиоимпульса. Реализация оптимального фильтра для радиочастотного

сигнала на основе длинной линии требует высокой точности фази- рования прямого и отраженного от замкнутого конца линии сигна-

лов. Это обусловлено тем, что результат суммирования входного сигнала с отраженным существенно зависит от сдвига фаз этих высокочастотных колебаний.

В $ 9.3 было показано, что оптимальный прием сигнала на фо-

не флуктуационной помехи может быть осуществлен на основе ис- пользования структурной схемы интегрального или корреляционного радиоприемника. В профессиональных радиоприемных уст-

ройствах алгоритмы необходимой обработки сигнала реализуются на основе математического моделирования. На выходе высокочастотного тракта приемника, осуществляющего усиление полезного. сигнала и выделение области частот, где содержится основная’ часть энергии этого сигнала, включается специализированная электронная вычислительная машина (ЭВМ). В зависимости от принятого критерия ЭВМ выполняет необходимые вычисления, позволяющие наилучшим образом выделить сообщение. Эта ЭВМ обрабатывает смесь сигнала и помех в цифровой форме.

Структурная схема устройства цифровой обработки смеси сигнала и помех изображена на рис. 13.16. Здесь выходное напряже-

ние высокочастотного тракта поступает на аналого-цифровой пре-

образователь (АЦП). В этом преобразователе осуществляется дискретизация выходного напряжения тракта во времени с интервалом дискретизации Тв < И, зависящим от требований к точности обработки сигнала. Чем меньше ТГ», тем выше точность обработки. Однако уменьшение Т» существенно ниже значения, определяемого

формулой Котельникова, нецелесообразно, так как любое гармо- ническое колебание с нулевой начальной фазой может быть определено двумя мгновенными значениями за его период. В связи с

322

этим при обработке смеси сигнала и помех на несущей частоте р необходимый шаг дискретизации Ть< 1/2, а при обработке после детектора необходимый шаг дискретизации Тн определяется максимальной частотой модуляции Тн< 1/2Р тах. При обработке сигналов на промежуточной частоте 16 кГц применяют частоту дискретизации порядка 200 МГц.

Дискретный сигнал во времени далее подвергается квантова-

нию по уровню. Обратим внимание на то, что минимальный интер- вал дискретизации по уровню, определяющий точность обработки смеси сигнала и помех, нецелесообразно уменьшать существенно ниже эффективного значения помехи в полосе частот выходного

тракта приемного устройства.

Квантование по времени и по уровню образует решетчатую функцию, ординаты которой определяются мгновенными дискретными значениями суммы входного сигнала и помех. Эти значения решетчатой функции обычно преобразуются в последовательность двоичных чисел, отображающих эту функцию. В цифровом вычислительном устройстве (ЦВУ) эта последовательность двоичных чисел подвергается обработке, соответствующей алгоритму аналого-

вой обработки смеси сигнала и помех. Далее следует цифроаналоговый преобразователь (ЦАП), осуществляющий декодирование двоичной последовательности, отображающей сигнал, прошедший

оптимальную обработку, и преобразование выходной цифровой решетчатой функции в форму, позволяющую зарегистрировать передаваемое сообщение.

Для того чтобы система могла работать с незначительной задержкой сообщения, т. е. в реальном масштабе времени, скорость

вычислительных операций должна быть сравнительно высокой. ЭВМ четвертого поколения позволяют реализовать цифровую обработку сигналов на частотах порядка единиц мегагерц. Повышение быстродействия ЭВМ и их дальнейшее конструктивное упрощение на базе достижений микроэлектроники и вычислительной техники позволят распространить цифровые методы обработки на более высокие несущие частоты. Относительно большая сложность аппаратуры цифровой обработки смеси сигналов и помех определяют ее применение пока лишь в особо ответственных радиотех-

нических комплексах.

В ряде случаев можно нолучить результаты приема сигналов, близкие к оптимальным, используя так называемые квазиопти-

мальные методы приема.

Квазиоптимальные фильтры

Фильтры, формы характеристик которых отличаются от согла-

сованных со спектром желательного сигнала, но обеспечивают максимум отношения пикового значения сигнала к эффективному

1 «Зарубежная электроника», 1979, № 6.

значению флуктуационной помехи, называют квазиоптимальными или фильтрами, согласованными по полосе [41]. Такими фильтрами могут быть устройства с прямоугольной либо колокольной час-

тотной характеристикой и полосой пропускания, обеспечивающей

максимальное отношение сигнал-помеха. Эту полосу пропускания называют оптимальной [20, 41].

Определим оптимальную полосу пропускания идеального полосового усилителя при приеме прямоугольного радиоимпульса,

Составим отношение амплитудного значения выходного напряжения радиоимпульса к эффективному значению напряжения шу-

ма на выходе усилителя с коэффициептом усиления Ко и шириной полосы пропускания АРо. Согласно соотнощениям (13.16) и (9.16)

О. вых шах/ОФш.эфф -- (2/м) и» Я (лА Ро ти/2)/Афф (Го) УАЕ,=

где х=лАРоти/2.

На рис. 13.17 изображен график зависимости амплитудного значения напряжения сигнала Ижвых и эффективного напряжения шума Ошэфф от полосы пропускания усилителя АБо.

Множитель соотношения (13.18), определяющий зависимость отношения сигнал-шум от полосы пропускания, представляет собой отношение интегрального синуса аргумента к самому аргументу. Интегральный синус представляет собой функцию, значения которой не определяются через элементарные функции и поэтому

табулированы.

Известно [20], что максимальное отношение $1х/х= 1,13 обес- печивается значением аргумента Хот =2,15. Отсюда

Максимальное отношение сигнал-шум определяется по формуле (13.18) в предположении, что х=хХошт=2,15:

Известно из курса «Теория передачи сигналов», что при использовании идеального оптимального фильтра, называемого согласованным, максимальное возможное отношение сигнал-помеха

Рис. 13.17

324

Сопоставляя соотношения (13.20) и (13.21), видим, что усилитель с прямоугольной частотной характеристикой при оптималь-

мощности в сравнении с оптимальным фильтром. Показано, что

для большинства избирательных цепей работа при оптимальной полосе пропускания сопряжена с незначительным проигрышем в

отношении сигнал-шум [41]. Ухудщение отношения сигнал-шум в

этих устройствах не превышает 10—12% по напряжению и 25% — по мощности. Проигрыш в отношении сигнал-шум для различных

сочетаний форм импульсов и АЧХ квазиоптимальных фильтров [41] приведен в табл. 13.1.

Таблица 13.1 Основные характеристики квазиоптимальных фильтров

Радиоимпульс Фильтр (АРотв)опт (От вых шах Ош эфф) шах

‚‹ 13.4. Выбор полосы пропускания пэяемников

. импульсных сигналов

Полосу пропускания приемника выбирают на основе учета требований к искажению формы импульса при малом уровне помех и малых искажений в приеме сообщения при относительно больщом уровне помех.

В приемниках, где важно сохранить форму импульса (например, в приемниках радиолокационных станций точного наведения,

навигационных систем высокой точности и др.), полосу пропускания выбирают больше оптимальной:

При этом форма импульса на выходе избирательной системы мало отличается от формы импульса на его входе.

Обратим внимание на то, что подобный выбор полосы пропускания определяет некоторое ухудшение отношения сигнал-шум

на выходе приемника. Обычно этот проигрыш невелик.

В приемниках, где основной задачеи является обнаружение и жрием слабых сигналов, необходимо применять оптимальную по-

лосу пропускания. В особо ответственных случаях (системы космической связи, системы дальнего радиолокационного обнаружения

и др.) используют оптимальные фильтры, согласованные со спектром излучаемого сигнала.

Определим полосу пропускания приемника сигналов ВИМ,

обеспечивающую максимальное отношение сигнал-шум. Структурная схема приемника сигналов ВИМ изображена на рис. 13.18.

Форма импульса напряжения, подводимого к детектору ВИМ, изображена на рис. 13.19. Вследствие действия шумового напряжения Ош.эфф приемника изменяется форма и временнбе положение переднего края (фронта} импульса.

тельностью фронта ту и зависит от переходной характеристики передатчика и приемника:

где ль= И л2ал--12ылр — длительность фронта импульса; лни= =1/АРоп — время нарастания переходной характеристики передаю-

его тракта с полосой пропускания АРоп; тнпр= [/АЁопр— время нарастания переходной характеристики приемного тракта с поло-

сой пропускания АР.

Тогда эффективное значение ошибки временного положения импульса

Составим отношение сигнал-помеха на выходе детектора ВИМ,

обладающего линейной детекторной характеристикой, учитывая что напряжение сигнала Ош вых =КАЁ„ (где К — крутизна детекторной характеристики, В/с; А», — амплитуда временного отклонения импульса при модуляции), а напряжение шума ИОщзвых=

=КАЬфд.

326

Таким образом, отношение сигнал-помеха на выходе детектор» ВИМс учетом того, что Чшэ.фф=А(ф) У АЁЕшь,

Видно, что при очень широких полосах пропускания приемника отношение сигнал-помеха становится малым. Это обусловлено существенным увеличением уровня шума приемника при широкой его полосе. При очень узких полосах пропускания приемника отношение сигнал-помеха также становится малым из-за большого наклона фронта импульса, определяющего большее влияние шума на временное положение импульса. Существует оптимальная полоса пропускания приемника, при которой обеспечивается максимум отношения сигнал-шум на выходе детектора ВИМ. Это зна-

чение АЁРопр.опт получаем, дифференцируя подкоренное выражение знаменателя формулы (13.25) и приравнивая производную нулю;

Максимум отношения сигнал-шум на выходе детектора ВИМ обеспечивается при равенстве полос пропускания приемника и передатчика. Максимальное отношение сигнал-шум на выходе детектора ВИМ получаем, подставляя соотношение (13.26) в форму-

лу (13.25):

(СПЛвых тах — Ч» А, УЛ Рош! А? (Ко).

Это отношение обратно пропорционально корню квадратному’

ИЗ спектральной плотности мощности помех в месте приема И ОП-

ределяется параметрами передаваемого сигнала. Чем больше ам- плитуда и временное отклонение импульса и чем шире полоса спектра передаваемого сигнала, тем больше отношение сигнал-по- меха на выходе приемника ВИМ.

13.5. Прием широкополосных шумоподобных сигналов

На линиях связи используется кодирование сообщений с целью повышения помехоустойчивости радиоприема. Одним из способов кодирования является применение широкополосных шумоподобных сигналов (ШПС). Каждому элементу сообщения длительностью Т соответствует своя форма случайного шумоподобного: процесса, спектр которого существенно шире значения, определяемого теоремой Котельникова, АР» 1/2Т. В курсе «Теория передачи сигналов» произведение 2АЕТ называют базой сигнала. В широкополосных системах связи 2АЕТ»1. Применение сигналов с широкой базой обеспечивает следующие основные преимущества, определяющие возможность повышения помехоустойчивости радиоприема.

При сохранении одинакового отношения сигнала к гладкой помехе на выходе оптимального фильтра, равного отношению удво-

енной энергии сигнала к спектральной плотности мощности помехи, использование широкополосного шумоподобного сигнала позво-

ляет уменьшить абсолютный уровень составляющих в спектре излучения. Это уменышение обратно пропорционально базе сигнала.

Если база сигнала равна 100 или более, то возможен прием сигнала ниже уровня помехи.

Использование ШПС позволяет осуществить в приемнике эффективное подавление одиночных узкополосных радиопомех.

В высокочастотном широкополосном тракте приемника можно осуществить подавление колебаний в области частот, где велика интенсивность этой помехи. Потеря этой области спектра сигнала при формировании выходного напряжения оптимального фильтра практически не скажется на выходном напряжении вследствие малой ширины полосы этого участка по сравнению с полной шириной полосы спектра сигнала.

Импульсные помехи, действующие на входе широкополосного тракта приемника, имеют относительно малую длительность на его выходе. Эта длительность обратно пропорциональна ширине полосы тракта. Поэтому применение ограничителя на выходе широкополосного тракта может дать реальный выигрыш в отношении сиг- иал-помеха, равный выигрышу, который обеспечивает система ШОУ. К недостаткам систем с ШПС относится возможность появления перегрузки ШП тракта приемника и появление в связи с этим нелинейных искажений, определяющих значительный уровень мультипликативных помех.

Схема оптимального приемника ШПС не отличается от схем оптимальных приемников, изученных ранее. На практике чаще используют корреляционный метод приема, позволяющий отказаться от реализации сложных оптимальных фильтров.

На рис. 13.20 изображена структурная схема приемника ШИС для приема сообщений, первоначально кодированных двоичным

кодом Бодо. Вторичное кодирование в модуляторе передатчика обеспечивает формирование ШПС. Посылке «--1» соответствует одна определенная реализация шумоподобного модулирующего

сигнала иши, посылке «—1»другая реализация шумоподобного сигнала Ише. Формы шумоподобных сигналов выбирают в виде ортогональных функций с целью снижения межсимвольных помех. Эти реализации должны быть точно известны в месте приема. На выходе высокочастотного тракта приемника включены два коррелятора: К! и К2. На входы первого коррелятора подаются напряжения: высокочастотного тракта ис и шумоподобное ис!. На входы второго коррелятора подаются ис И ис2. Напряжения ис: И Ис2 формируются соответственно генераторами иш! И Ишо, зависимости мгновенных значений напряжений которых во времени точно повторяют законы изменения модулирующих шумовых напряжений в передатчике. Для согласования начала включения генераторов пгумовых напряжений Иш! И Ишо с началом прихода любой из двух реализаций ШПС служит депь синхронизации. Эта цепь синхронизации определяет также нужные моменты времени принятия реше-

328

ния о варианте передаваемого ШПС на выходе порогового уст- ройства.

В устройстве оптимальной обработки смеси сигнала и помех используется автоматическая подстройка фазы генераторов из и Иш2, Необходимая в блоке додетекторной обработки сигнала.

Рис. 13.20

Пороговое устройство сравнения сигналов формирует положи-

тельное напряжение --Еу, если и! >12, и отрицательное напряже- ние— Ео, если и2>и1. Выходное напряжение порогового устройства сравнения сигналов будет иметь форму практически прямоугольных импульсов, соответствующих кодированному сообщению. Для преобразования кодированного сигнала в сообщение выходное напряжение подводится к декодеру. В качестве декодера может служить соответствующий телеграфный аппарат.

14. Прием на магистральных линиях связи

©® 14.1. Особенности приема

Характерными особенностями магистральной связи являются: большая протяженность линий связи (тысячи и десятки тысяч километров), высокие требования к качеству приема сообщений,

большой объем передаваемой информации.

В связи с предъявляемыми требованиями приемные устройства магистральной связи отличаются: высокой чувствительностью; использованием широкого комплекса средств, обеспечивающих

329

максимальную верность воспроизведения сообщений; универсальностью тракта, позволяющего принимать различные виды сообщений — речевые, телеграфные, фототелеграфные, телевизионные и

др. Магистральная связь может осуществляться практически в любом диапазоне волн. Для каждого диапазона волн существуют оп-

ределенные ограничения, обусловленные условиями дальнего распространения радиоволн.

Многоканальные телефонные и телевизионные сообщения возможно передать лишь при достаточно широкой полосе пропускания канала связи, поэтому для их передачи используют диапазон УКВ. В этом диапазоне широкое применение находят методы модуляции, при которых обеспечивается возможность построения малоискажающих усилительных трактов простыми техническими средствами. К таким видам модуляции относятся частотная и фазовая модуляции, а также импульсная. При этих видах модуляции характеристики нелинейности усилительных приборов практически не вызывают существенных искажений передаваемого сообщения.

По мере освоения техники генерирования и усиления коротких импульсов все шире применяется импульсно-кодовая модуляция {ИКМ) для передачи многоканальных сообщений. Существенным преимуществом применения ИМС по сравнению с ЧМС и ФМС является отсутствие накопления шумов при ретрансляции сигналов, необходимого при большом расстоянии между источником и получателем сообщений. -

14.2. Общая характеристика приемников магистральной связи на декаметровых волнах

Приемники МС дёкаметровых волн в соответствии ГОСТ 14663—75 разделяют на три класса, отличающиеся техническими характеристиками и наличием либо отсутствием вспомогательных устройств. Приемники [ класса имеют самые высокие электрические характеристики и значительное число вспомогательных уст-

ройств. К этим устройствам относятся: 1) вход для присоединения внешней антенны; 2) индикатор настройки; 3) индикатор включения питания, 4) регуляторы усиления по промежуточной и низкой частотам; 5) переключатели рода и вида работ; 6) переключатель полосы по промежуточной частоте, переключатель АРУ; 8) выхо-

ды для работы на линию; 9) входы для дистанционного управления; 10) выход опорного генератора; 11) вход внешнего опорного генератора; 12) переключатель внешнего и внутреннего опорных генераторов; 13) контрольные выходы по последней промежуточ-

ной частоте; 14) выход на телефоны.

Указанные устройства, обязательные для приемников Г класса, в приемниках П класса могут отсутствовать, т. е. являются необязательными устройствами 9, 10, 11, 12 и 14. Для приемников ПТ класса кроме устройств, необязательных для приемников П класса, необязательными являются устройства 5 и 6.

330