Учебники / РПрУ Палшков (1) (1)

Эквивалентная шумовая схема входа усилителя относительно

зажимов 2—2 изображена на рис. 5.24.

Шумовой ток генератора сигнала и шумовой ток входной проводимости усилителя определяются соответственно соотношения-

МИ Ри: =4ТобтА, Ра вх==4аТо | бвх| А].

Согласно определению коэффициента шума

Ки - Г, кз о/ Г гк в22= ( а г-+ т вх) / Га г — 1 Я вх 1/9 г-

При реализации большого коэффициента усиления |&вх== бы|

Ки, = 1 < 8н/8--

В режиме согласования циркулятора &н= т. Для этого режима Кь=1 а, где а=юс (1/|-в.2)| и?О?п. Следовательно, коэффициент шума параметрического усилителя определяется коэффициеятом входного шума а, уменьшающимсяувеличением добротности диода Оп. Это увеличение добротности может быть обеспечено уменьшением активного сопротивления р-п перехода. В реальных

параметрических усилителях для этой цели емкостный диод охла- ждают с помощью криостата до весьма низких температур. Ис-

пользуя в качестве хладоагента жидкий гелий, удается снизить шумовую температуру диода до 4—6 К и получить коэффициент

шума Кш= 1,02-- 1,03.

Обратим внимание на то, что наличие потерь в цепях связи генератора с нагрузкой приводит к увеличению коэффициента шума.

5.4. Нелинейные эффекты в преобразователях частоты

Характеристики нелинейности. В преобразователях частоты, использующих нелинейные приборы, возникают нелинейные искажения, имеющие ту же природу, что и нелинейные искажения в резонансных усилителях [см. (4.7)|.

Амплитудная характеристика преобразователя частоты Рип= =1(О») при болыших амплитудах входного сигнала становится

где пи т— натуральный ряд чисел 1, 2, Зит. д., соответствую- щий высшим гармоникам колебаний гетеродина и сигнала, возникающим из-за нелинейности характеристики выходного тока.

Если в качестве промежуточной частоты выбрана комбинационная частота фи= г—0е‹, то амплитуда тока промежуточной частоты

Соотношение (5.64) представляет собой АХ преобразователя частоты в условиях, когда реакцией нагрузки можно пренебречь.

Аналогично оценке нелинейности АХ избирательного усили-

Из сопоставления (5.65) и (4.72) видно, что структуры обоих выражений одинаковы. Различие состоит лишь в параметрах нелинейности. Параметром нелинейности преобразователя частоты является отношение амплитуды первой гармоники второй производной крутизны к амплитуде первой гармоники крутизны.

Соотношение (5.64) может быть записано в виде

где У»пер= У›ш(1-+ дос) — средняя крутизна преобразователя в режиме болышного сигнала; бэшеОте=3“”/85и — относительти-

ный коэффициент изменения крутизны преобразователя, обусловленный болыпим сигналом.

132

Из сопоставления (5.65) и (5.66) следует, что коэффициент нелинейности АХ преобразователя к„ и относительный коэффици-

ент изменения средней крутизны преобразователя под действием

сильного сигнала равны дп=.Кн При действии суммы двух колебаний, одно из которых являет-

ся полезным (и1= те с0$ (®‹Ё-+- фс)), а второе [и›= тм с0$ (фм +

-+Ф»)] — помехой, условия преобразования полезного сигнала из- меняются. Параметры преобразователя, определяющие его свой-

ства по отношению к полезному сигналу зависят от уровня помехи.

При определенных условиях возникает блокирование. Для анализа этого процесса воспользуемся упрошенной моделью, при-

нятой при анализе амплитудной характеристики преобразовате-

или

на = Ума Отс (1 -- ти Иты/А За) = Уз в (1 + ба п) Ото»

где 621.=5”иО, —?относительныйтм/А5 коэффициент изменения крутизны преобразователя, обусловленный сильной помехой.

Определим коэффициент блокирования как отношение АГипм приращения амплитуды тока промежуточной частоты, обуслов-

ленного действием помехи, к амплитуде тока промежуточной ча- СТОТыЫ [мп.ид В ОТСутствие помехи, т. е.

Видно, что выражения для коэффициента блокирования и относительного изменения крутизны преобразователя в условиях, ког-

возможны интермодуляционные искажения.

Коэффициент интермодуляции, определенный как отношение амплитуды комбинационной составляющей к амплитуде тока, обу- словленного полезным сигналом [см. (4.91)],

Каз = Эт 74 м: От м2/ Эта М то»

где Ом, Отмз— амплитуды мешающих сигналов, частоты кото“

рых асимметрично расположены относительно несущей частоты полезного сигнала.

В общем случае все У-параметры преобразующего прибора зависят как от уровня сигнала, так и от уровня помех. В этих

условиях, так же как в избирательных усилительных устройствах, возможно улучшение характеристик нелинейности [22].

Так же как в избирательном усилителе, при плохой фильтрации питающих напряжений в преобразователе возникает вторичная модуляция. Можно показать аналогично анализу, выполненному для резонансного усилителя, что коэффициент искажений от вторичной модуляции определяется относительным изменением коэффициента усиления преобразователя, обусловленным измене-

нием напряжения питания: к=АКз/Ки, где Ки — коэффициент усиления преобразователя при идеальной фильтрации питающих

напряжений; АК, — максимальное изменение коэффициента уси- ления преобразователя из-за плохой фильтрации питаюших на-

пряжений.

Кроме указанных нелинейных эффектов в преобразователях существуют специфические искажения— побочные каналы прие-

ма и свисты.

Побочные каналы приема обусловлены тем, что при данной частоте гетеродина колебания с промежуточной частотой в преобразователе могут быть получены при воздействии сигналов раз-

личных частот. Допустим, что на входе преобразователя дейст- вуют сигналы всех возможных частот с одинаковыми амплитудами Иж. Предположим также, что напряжения ис так малы,

что нелинейность характеристики преобразующего прибора для

сигнала не проявляется. В этом случае можно ограничиться в разложении выходного тока (5.63) только двумя первыми членами.

При синусоидальном изменении крутизны при действии напряжения гетеродина три станции могут создать на выходе колеба-

ния с промежуточной частотой [о: 1) сигнал на частоте =о © амплитудой тока З.И; 2) сигнал на частоте к =р—-ро с амплитудой тока 0,55$„О=$,Итс; 3) сигнал на частоте з=Н-+ро С амплитудой тока 0,55 атс= пс.

Один из сигналов— полезный (2 или кз); два других создают помехи и являются побочными каналами приема. Задачу устранения приема побочных каналов решают избирательные цепи,

включенные между антенной и преобразователем частоты, т. е. входные цепи и усилитель высокой частоты. Эту часть приемника называют преселектором, так как здесь осуществляется пред-

варительный выбор (селекция) области частот, в которой нахо-

дится полезный сигнал.

На рис. 5.26,а изображен слектр входных сигналов, а на рис. 5.26,6—показано расположение каналов приема супергетеродина и характеристика преселектора 1, удовлетворяющая условиям необходимого ослабления побочных каналов приема.

134

Если в качестве основного используется сигнал на частоте к2=К{—лю ниже частоты гетеродина, то сигнал на частоте ез=

= Рю соответствует зеркальному каналу. Частота зеркального канала приема отличается от основного на двойную промежуточную частоту. Канал приема на частоте =» называют ка“

налом приема промежуточной частоты. На рис. 5.26,б показаны

о РА

8) п УМЕо

|| и ПЕИА | ||

штриховой линией области частот вблизи трех каналов приема, которые создают преобразованные частоты в полосе пропускания тракта промежуточной частоты. Для приема сигнала на другой частоте [‹ необходимо изменить частоту гетеродина | так, чтобы разность частот /—{‹ опять оказалась равной промежуточной частоте, и изменить настройку преселектора, так как при изменении К изменяется частота побочного канала приема. Эта особенность приемника с преобразователем частоты условно отображена на рис. 5.26 в виде жестких связок АО и ОБ, фиксирующих положение частотных областей основного и побочного каналов приема относительно частоты гетеродина.

При несинусоидальном изменении крутизны $(Ё) число побочных каналов приема увеличивается, так как каждая из гармоник гетеродина пр, имеющихся в законе изменения крутизны, созда“

ет по два побочных канала:

Расположение каналов приема при несинусоидальном законе изменения крутизны изображено на рис. 5.27.

Если промежуточная частота мала по сравнению с частотой

полезного сигнала, то при монотонной характеристике избирательности преселектора побочные каналы приема, группирующи-

еся около высших гармоник гетеродина (5.72), достаточно эффективно ослабляются преселектором. Это объясняется тем, что ближайший из побочных каналов приема расстроен относительно ос-

новного на величину, превышающую 2, и, следовательно, ослабление приема сигнала по этому каналу будет превышать ослаб-

ление зеркального канала приема.

При больших уровнях сигналов, действующих на входе пре-

образователя, нельзя полагать, что выходной ток #22, обусловлен- ный этими сигналами, определяется первой степенью напряжения ии. Из-за нелинейности преобразующего прибора по отношению

к сигналу возникают высшие гармоники сигнала с частотой Я. В этих условиях тТ-я гармоника частоты побочного канала прие-

ма может образовать разность частот с п-й гармоникой гетеродина, совпадающую с частотой настройки тракта промежуточной частоты. Соотношение, определяющее частоты побочных каналов

приема, можно записать в виде

бочных каналов приема для линейного по отношению к сигналу режима преобразователя частоты, и соотношение (5.74) для нелинейного режима. Из сопоставления следует, что частоты побочных каналов приема для нелинейного режима в т раз меньше этих частот при линейном режиме преобразователя частоты.

На рис. 5.28 изображено расположение частоты побочного канала приема, Т-я гармоника которого (ифе.дов) с п-й гармоникой

гетеродина, имеющейся в законе изменения (т—1) — производной крутизны $0, создает разность частот, равную промежуточной частоте.

Частота побочного канала приема при нелинейном режиме преобразователя частоты может оказаться близкой к частоте основного канала приема. В этом случае преселектор становится неэффективным. В качестве примера рассмотрим расположение ча-

136

стот побочных каналов приема при п=т, т. е. когда т — порядок нелинейности преобразователя и п — номер гармоники гетеродина совпадают.

Согласно (5.74) при п=т

На рис. 5.29 изображено расположение частот, определяемое

соотношением (5.75).

При п=2 кдо=р-Ро/2, при п=3 Кдопр-ЕРю=/З, и т. Д.. Очевидно, частота. ближайшего побочного канала приема в

этих условиях отличается от частоты основного канала на половину промежуточной частоты. В связи с этим преселектор, обладающий монотонной характеристикой избирательности, будет ос-

лаблять этот канал хуже зеркального.

Интенсивность составляющих тока промежуточной частоты на выходе преобразователя убывает с увеличением п и т, поэто-

му на рис. 5.29 амплитуды помех, образующих побочные каналы приема, условно изображены убывающими с увеличением п.

Для борьбы с побочными каналами приема необходимо: вопервых, применять синусоидальные изменения крутизны преобразующего прибора и ее производных; во-вторых, избегать использования больших усилений в преселекторе с тем, чтобы не пере-

гружать преобразователь частоты; в-третьих, улучшать избира- тельность преселектора. ^

Свисты. В супергетеродинном приемнике на некоторых часто-

тах настройки наблюдаются биения, частота которых плавно из- меняется при изменении частоты настройки. Свист возникает на частоте настройки, на которой частота побочного канала приема, определяемая нелинейностью преобразователя, близка к частоте основного канала.

Предположим, что на входе преобразователя действует только один сигнал с несущей частотой {‹. При данной частоте гетеродина К этот сигнал будет проходить к выходу, если преобразованная частота к(=Ё-—4\4‹ находится в полосе пропускания усилите-

ля промежуточной частоты. Пусть —Кк=р. За счет нелинейности преобразователя возникают комбинационные колебания

Возможно, что одно из этих колебаний окажется в полосе про- пускания УПЧ, тогда колебания с частотами к и и либо | и |2 будут подведены к детектору. При точном совпадении частот [«=Ра либо «={»о уровень сигнала на входе детектора бу- дет определяться суммой этих колебаний с учетом их начальных

фаз. Предположим теперь, что приемник перестраивается, при этом частота гетеродина изменится на величину А. Частота ком-

бинационного колебания {«„ получит приращение ДЁ:

ЕАК =Ь-АР, 137

а частота комбинационного колебания [к — приращение пАЁ:

ю=п(К Ат =Ь-пАР.

Если оба комбинационных колебания не вышли за пределы полосы пропускания УПЧ, то их сумма будет подведена к детек-

тору. В результате биений на выходе детектора появится напря- жение с частотой Ре=(рп1)—АР, зависящей от настройки приемника (Ар. =уаг). При изменении АР. частота биений бу-

дет изменяться пропорционально АЁ.. При [ко, выходящей за пре-

и побочного.

Подставим значение |. из (5.78) в (5.76) при ра=й и решим

Объединив (5.79) и (5.80) общей формулой, определим часто- ты «свистящих» точек:

Из формулы (5.81) следует, что «свисты» возникают на некоторых частотах настройки и что при увеличении промежуточной частоты приемника будет уменьшаться число «свистящих точек»

в заданном интервале частот сигнала.

Можно показать, что амплитуда тока комбинационной частоты

нии крутизны и ее производных (п=1), «свистящие точки» настройки имеют частоту «=2/(т—1). С увеличением т — номера гармоники сигнала, участвующей в комбинационном продукте, частота настройки, пораженная «свистами», будет уменьшаться. Поэтому, если выбрать промежуточную частоту так, чтобы все пораженные точки настройки оказались ниже заданного рабочего диапазона частот, то в рабочем диапазоне пораженных точек не будет.

138

Этому условию удовлетворяет выбор промежуточной частоты

согласно неравенству „> та»х/2. В работе [9] проведены исследо“ вания побочных каналов приема.

Интересную возможность получения малого уровня побочных каналов приема при большом коэффициенте усиления представляет применение биполяриых транзисторов.

Известно, что в режиме относительно небольших токов эмиттера зависимость выходного тока от напряжения база— эмиттер хорошо аппроксимируется экспонентой. В этих условиях крутизна транзистора Уз: =а[ол. Отсюда следует, что если с частотой гетеродина изменять ток транзистора ол по синусоидальному закону, то крутизна также будет изменяться по синусоидальному закону. Эти

условия можно осуществить, включив в цепь эмиттера транзистора Г! — генера- тор сииусоидального тока (рнс. 5.30).

Известно, что генератор тока обладает теоретически бесконечно большим внутренним сопротивлением, поэтому в преобразователе (рис. 5.30) существует

транзистор Гз являлся генератором синусоидального тока, его цепь базы питается от источника гетеродинного напряжения через резистор Кё с большим сопротивлением. Сопротивление резистора А должно быть значительно больше входного сопротивления транзистора Тз.

к 99

ый

<> о

Рис. 5.31

139

140