Учебники / 1664-itog
.pdf
|
|
|
171 |
|
|
|
|
|
|
|
Фаз-ль |
|
|
|
|
ГВЧ |
|
|
|
|
|
АК |
|
|
|
на π |
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
К
От кодирующего устройства.
Рисунок 6.14. Схема получения ФКМ-сигнала с заданным кодом фазы
Схема, представленная на рисунке 6.14, может работать как в режиме генерирования непрерывно повторяющихся M - последовательностей (квазинепрерывный режим), так и в ре- жиме фазовой манипуляции радиоимпульсов. И тот и другой режимы используются в радиодальнометрии. В первом случае уровень боковых лепестков функции неопределенности не пре-
вышает |
1 |
от главного, во втором - |
1 |
|
. Выбором достаточно |
|
|
|
|
|
|||
N |
|
N |
||||
большого N обеспечивают приемлемое значение коэффици- ента сжатия и уровня боковых лепестков функции неопределен- ности.
6.6. Сжатие импульсов с линейной частотной модуляцией
Другим видом широкополосных сигналов, применяемых в радиодальнометрии, являются сигналы с внутриимпульсной линейной частотной модуляцией (ЛЧМ).
Представим сигнал с ЛЧМ в виде
s(t)= A cos(ψ (t)), |
|
t − t0 |
|
< |
τИ |
. |
|
|
|||||
|
|
|
||||
0 |
2 |
|
||||
где ψ (t) - полная фаза. |
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
Пусть частота сигнала внутри импульса изменяется по за-
кону
|
|
172 |
|
|
|
|
|
|
|
|
f (t)= f0 - |
f (t -t0 ); |
|
t -t0 |
|
< τ И |
, |
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
τ И |
|
|
|
|
2 |
|
|
где |
f - девиация частоты. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Полная фаза находится интегрированием частоты |
||||||||
|
t |
æ |
|
|
Df |
|
|
|
2 ö |
|
ψ (t) = ò2π f (t)dt = 2π ç f |
0t - |
τИ |
|
(t -t0 ) ÷ |
||||
|
0 |
è |
|
|
|
|
|
ø |
|
Как видим, полная фаза сигнала при ЛЧМ изменяется по квадратичному закону.
С учетом приведенных соотношений запишем сигнал с ЛЧМ в виде
s(t) = A0 |
æ |
ω0t - |
Dω |
(t -t0 ) |
2 |
ö |
= A0 (ω0t -ϕs (t)) |
|
cosç |
|
|
÷ |
(6.13) |
||||
2τИ |
|
|||||||
|
è |
|
|
|
ø |
|
|
База сигнала
b = kСЖ = Df ×τИ
Схематически сигнал с ЛЧМ представлен на рисунке 6.15.
s(t) |
t |
t0 |
τИ |
Рисунок 6.15. Схематическое представление ЛЧМ сигнала |
Согласованный фильтр для ЛЧМ-сигнала представляет собой линию задержки, у которой задержка зависит от частоты (такие линии задержки называют дисперсионными), так что все частотные составляющие выходного сигнала в некоторый мо- мент времени складываются в фазе. Приведенная на рисунке 6.16 схема с полосовыми фильтрами является приближением к идеальной.
173
f1 |
fi |
fn |
f1< fi< fn
å
Вых. сигнал
Рисунок 6.16. Упрощенная схема согласованного фильтра для ЛЧМ
сигнала
Найдем сигнал на выходе согласованного фильтра. Для этого спектр входного ЛЧМ-сигнала представим в виде
S ( jω) = B ×e jϕS (ω ) , |
|
ω -ω0 |
|
£ |
Dω |
. |
(6.14) |
|
|
||||||
|
|
2 |
|||||
|
|
|
|
|
|
|
Реальный вид спектра ЛЧМ-сигнала приведен на рисун- ке 6.17. Видно, что соответствующий формуле идеальный спектр мало отличается от реального.
S( jω ) |
Δω |
Реальный |
|
|
|
|
|
спектр |
В |
|
|
|
|
ω |
ω0
Рисунок 6.17. Спектр ЛЧМ-сигнала
Спектр выходного сигнала найдем |
по формуле |
SВЫХ ( jω )= K( jω )S( jω ), |
(6.15) |
где K( jω ) - передаточная функция согласованного фильтра,
K ( jω) = kS ( jω)exp{− jωt0' }, |
(6.16) |
где t0 ' ³τИ - момент появления максимального входного сиг-
нала, k - константа, |
|
S* ( jω )= B ×e− jϕS (ω ). |
(6.17) |
|
|
|
|
|
|
|
174 |
|
|
|
|
|
|
Подставляя (6.14),(6.16) в (6.15), получим, |
|
|
|
||||||||||
|
SВЫХ ( jω)= K( jω )S( jω)= B ×e− jωt0/ . |
|
|
|
|||||||||
Амплитуду спектральных составляющих |
B найдем по |
||||||||||||
теореме Парсеваля: |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
A02 |
1 |
|
|
|
|
|
|
A |
|
|
|
|
|
|
S( jω) |
|
2 |
dω , откуда |
B = |
τ |
|
|
||||
|
|
|
|
|
|||||||||
E = 2 τ И = |
2π ò |
|
|
2 |
|
Df . |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
И |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Выходной сигнал фильтра во временной области найдем, используя преобразование Фурье спектральной плотности,
sВЫХ (t)= |
1 |
∞ |
( jω )× e− jωt dω . |
|
òSВЫХ |
||||
2π |
||||
|
|
−∞ |
|
Интегрируя для удобства только по положительным час- тотам получим сигнал в комплексной форме,
|
|
ω0 + |
ω |
|
|
s&ВЫХ (t)= |
1 |
|
2 |
|
|
ò |
B × e− jωt0/ e− jωt dω |
. |
|||
2π |
|||||
|
ω |
||||
|
|
ω0 − |
|
||
|
|
|
2 |
|
Выделяя действительную часть будем иметь,
|
|
sВЫХ (t) = Re[s&ВЫХ (t)] = |
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
A0 |
|
|
|
|
sin (Df π (t -t0¢)) |
¢ |
. |
(6.18) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
= |
|
|
|
τИ Df |
|
Df π (t -t0¢) |
cos(ω0 (t -t )). |
|
|
||
|
|
2 |
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
Из полученной формулы следует, что выходной импульс |
|||||||||||
стал в kСЖ |
|
раз уже, чем входной, а его амплитуда возросла в |
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Dfτ |
И раз. Временная диаграмма импульса приведена на ри- |
|||||||||||
2 |
|||||||||||||
сунке 6.18.
|
175 |
|
|
sВЫХ(t) |
|
1 |
≈ |
1 |
0,64 |
|
f |
|
|
|
|
|
t-t’0 |
|
τ1 |
|
Рисунок 6.18. Импульс на выходе согласованного фильтра |
||
Как следует из формулы (6.18) ширина главного лепестка по нулям равна 2 / f , а по уровню 0,64 - 1/ f .
kСЖ |
= |
τ И |
= τ И f |
|
|
|
1 |
. |
|
|
|
|
f |
|
|
|
|
|
|
Сигнал с ЛЧМ - лучший сигнал для разрешения по време- ни. Его эффективная полоса (см. подраздел 6.1) равна девиации частоты, FЭ = f . Диаграмма неопределенности ЛЧМ-сигна- ла имеет вид, представленный на рисунке 6.19.
|
fD |
1 |
τ |
τ И |
|
|
1 |
|
f |
|
τИ |
Рисунок 6.19. Диаграмма неопределённости ЛЧМ-сигнала
6.7. Нелинейная радиолокация
Нелинейной радиолокацией называют область техники,
176
связанную с обнаружением нелинейных электрических цепей. Такие цепи (детекторы смесители и т. д.) имеются в любом ра- диоэлектронном устройстве. Идея нелинейного локатора иллю- стрируется рисунком 6.20. Генератор облучает искомое устрой- ство сигналом известной частоты. На нелинейном элементе об- разуются гармоники этой частоты. По ним и фиксируется нали- чие нелинейных цепей.
ω0
Ген.
2ω0
Инд. 
Пр.
Рисунок 6.20. Структурная схема нелинейного радиолокатора
Подобные устройства нашли практическое применение в работе спецслужб по поиску спрятанной радиоаппаратуры.
6.8. Подповерхностная радиолокация
Так называют область радиолокации, связанную с обна- ружением объектов искусственного и естественного происхож- дения, находящихся под поверхностью земли, например, для по- иска и идентификации неметаллических мин. Такие локаторы как правило, должны иметь хорошую разрешающую способ- ность, следовательно, в них должны использоваться очень ши- рокополосные сигналы. На практике зондирующие сигналы представляют собой видеоимпульсы наносекундной и пикосе- кундной длительности.
6.9. Поляризационная радиолокация
Поляризационной радиолокацией называют ее область, в
которой используется преобразование целью поляризационной структуры зондирующего электромагнитного поля.
Любое поле можно представить в ортогональном поля- ризационном базисе, например, линейном. Ортогональные по-
177
ляризационные составляющие зондирующего (E&в , E&г ) и при-
нимаемого (E&прв , E&пр г ) |
полей связаны между собой матрицей, |
|||||||
называемой поляризационной матрицей рассеяния. |
||||||||
æ E& |
ö |
= |
æ с1,1 |
с1,2 |
ö |
æ E& ö |
||
ç |
пр в ÷ |
ç |
|
÷ |
×ç |
& |
в ÷ |
|
ç & |
÷ |
|
èс2,1 |
с2,2 |
ø |
|
|
|
è Eпр г ø |
|
è Eг ø |
||||||
|
|
|
14243 |
|
|
|
||
поляризационная матрица рассеяния цели.
Определение характеристик матрицы рассеяния (точнее ее инвариантов) дает важные сведения о геометрической фор- ме целей, представляет большой интерес для их идентифика- ции. В настоящее время поляризационная радиолокация интен- сивно развивается.
178
7.СЕЛЕКЦИЯ ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ
7.1. Постановка задачи
Во многих случаях движущиеся радиолокационные цели необходимо наблюдать на фоне отражений от неподвижных или малоподвижных объектов. Такие отражения называют пассив- ными помехами. Примеры: наблюдение автомобиля на фоне от- ражений от неровностей земной поверхности и строений, на- блюдение самолета на фоне облака дипольных отражателей. Пассивные помех могут на 30 - 80 дБ превышать уровень соб- ственных шумов приемника. В связи с этим возможны:
-перегрузка приемников и, как следствие, потеря чувствитель- ности; -ухудшение наблюдаемости полезных сигналов на индикаторе.
Задача - рассмотреть методы селекции движущихся целей (СДЦ) и оценить их эффективность.
7.2. Методы селекции движущихся целей
Методы СДЦ делятся на 1) когерентные, 2) некогерентные.
Когерентные методы основаны на эффекте Доплера. Не- когерентные методы основаны на других эффектах.
Эффект Доплера, как известно, заключается в смещении частоты сигналов, отраженных от подвижных целей,
f Д = f0 2πcvp .
Если объект неподвижен, то поступающие от него сигналы не имеюттакогосмещенияикогерентнысзондирующим(т.е.находятсяв жёсткихфазовыхсоотношенияхсним). Еслиобъектподвижен,токо- герентности нет. Это и используется для СДЦ.
7.2.1. Когерентный метод непрерывного излучения
Структурная схема локатора приведена на рисунке 7.1.
179
Передатчик локатора излучает непрерывный гармонический зондирующий сигнал на частоте f0 . Сигнал, отраженный от цели, движущийся со скоростью vR по отношению к локатору
приобретает доплеровский сдвиг частоты fД = f0 × 2cvR .
Пер.
АС СМ
ПФ
Рисунок 7.1. Структурная схема локатора с непрерывным немодулиро-
ванным излучением
Сигнал доплеровской частоты образуется на входном не- линейном элементе приемника, выделяется фильтром (в зави- симости от назначения локатора может использоваться поло- совой фильтр или ФНЧ), усиливается и индицируется, как от- ражения от подвижной цели анализатором спектра АС. По из- меренной частоте определяется скорость цели.
Данный метод СДЧ наиболее эффективен. Он позволяет подавлять помехи от неподвижных отражателей до 80 дБ. Но у локатора, построенного по схеме рисунка 7.1 есть недостаток: он позволяет обнаружить объект, измерить его скорость и угло- вые координаты, но не позволяет измерять дальность.
7.2.2. Основные варианты схем когерентно-импульсных локаторов
Чтобы измерять дальность, используют когерентные сис- темы с импульсным методом измерения дальности (когерент- но-импульсные системы). Их особенность: в момент приема
180
отраженного сигнала зондирующий уже окончен. Сравнить их по фазе невозможно. Поэтому вырабатывается сигнал, ко-
герентный с излученным и существующий во время приема отраженного.
По способу получения когерентного напряжения коге- рентно-импульсные локаторы делятся на:
1)локаторы с внешней когерентностью.
2)локаторы с внутренней когерентностью.
В первом случае когерентное напряжение вырабатыва- ется вне локатора, во втором случае в локаторе.
Рассмотрим сначала РЛС с внешней когерентностью. В качестве опорного напряжения в них используются отраже- ния от неподвижных или малоподвижных объектов, распо- ложенных на той же дальности, что и наблюдаемые цели.
Примеры: наблюдение наземных движущихся объектов с борта самолета, когда опорным сигналом являются отраже- ния от земли; наблюдение людей и движущейся техники с помощью ПСНР - переносной станции наземной разведки, когда опорным сигналом являются отражения от раститель- ности, строений и т. д.
На рисунке 7.2 представлена укрупненная структурная схема РЛС.
На входе детектора действует сумма полезного и опорно-
го сигналов, uС (t) + uКог (t) = uВх Дет (t) . Считаем, что детектор ли- нейный. Тогда на его выходе напряжение с точностью до по-
стоянного коэффициента равно амплитуде суммарного сигнала на входе
uВых Дет (t) = 
UC2 +UКог2 + 2UСUКог cos(2π f0t +ψ ) ,
где UКог - амплитуда сигнала, отражённого от неподвижного
объекта, ψ - разность начальных фаз сигналов.