Основы проектирования электронных средств Материалы к Экз ОПЭС-2014 РК-01-02 / Назаров_Конструирование_РЭС

1 на рис. 7.2, в), когда волновое сопротивление ZQ линии совпадает с R н и R г приемного и передающего элементов.

В режиме несогласованной линии (кривые 2, 3 на рис. 7.2, в) наиболее опасен случай колебательного переходного процесса, приводящий к многократным переключениям схемы на выходе линии. Режим несогласованной линии (кривая 2, рис. 7.2, в) приводит к затягиванию фронта и, как следствие, некоторому понижению быстродействия. Однако на практике исключить появление колебаний в линиях крайне трудно и, прежде всего, из-за изменения значений R г или R H при подсоединении к выходу и входу линии в каждом конкретном случае разного количества элементов, а также из-за наличия внутренних неоднородностей линии вследствие ее изгибов, изменения геометрических размеров и характеристик диэлектрика по длине и т.д., что приводит к отклонению волнового сопротивления линии от номинального значения.

Критерием проектирования линий связи является допустимая задержка или уменьшение уровня импульсного сигнала не ниже допустимого.

При разукрупнении схемы РЭС на подсхемы разных уровней сложности все линии связи целесообразно выделить в подгруппы коротких и длинных линий. Линии связи, соответствующие отношению tФ ,/t3≤2 , относятся к длинным, а соответствующие отношению

t ф/t 3 >2 — к коротким, где t ф — время фронта импульса генератора

Г36]. Длинная линия связи характеризуется временем распространения сигнала, много большим фронта импульса. В этой линии отраженный от конца линии сигнал приходит к ее началу после окончания фронта импульса и искажает его форму. Короткая линия связи характеризуется временем распространения сигнала, много меньшим значения переднего фронта, передаваемого по линии импульса. Свойства такой линии можно описать сосредоточенными сопротивлением, емкостью и индуктивностью. В пределах конструктивов I уровня модули связи, как правило, короткие. Соединения внутри конструктивов II, III уровней в основном длинные. При прохождении импульсных сигналов по коротким линиям на приемном конце линии появляется «звон» на фронтах (рис. 7.2, в). Когда амплитуда «звона» значительна, а частота колебаний соизмерима с частотой переключения логических элементов, то возможны ложные срабатывания. Максимальную длину несогласованной короткой линии связи, в которой амплитуда «звона» на будет превышать 15% перепада, передаваемого по линии импульсного сигнала, можно определить по формуле l max < t ф C /2. Задержку распределения сигнала получаем по

формуле t3 = √LС (см . табл. 7.2).

283

На задержку сигнала в коротких линиях влияют такие конструктивные параметры, как длина линии, расстояние до «земли», нагрузка на выходе линии. Короткие линии не имеют стабильного волнового сопротивления и выполняются печатными проводниками, одиночными объемными проводниками, витой парой, жгутом.

При передаче сигналов по несогласованным длинным линиям возможны многократные отражения сигнала и вследствие этого значительное возрастание времени переходного процесса, что приводит к недоиспользованию серии микросхем по быстродействию.

Рассмотрим конструктивные способы согласования. Согласование выполняется применением конструкций связи с высокой стабильностью волнового сопротивления и введением в качестве согласующих элементов резисторов, эммиттерных повторителей (рис. 7.3, а, б, в).

Рис. 7.3. Способы согласования линий связи сопротивлением: а — последовательным; б — параллельным; в — с помощью эмиттерного повторителя

Линия связи будет согласованной, если сопротивление приемного или передающего конца линии равно ее волновому сопротивлению; для цифровых схем рассогласование на 10% является вполне приемлемым.

Подключение согласующего резистора R с последовательно с выходом передающего элемента (последовательное согласование) используется, если выходное сопротивление элемента много меньше ZQ .

284

В параллельно согласованной линии согласующий резистор -Rc

подсоединяется параллельно входному сопротивлению приемного элемента. Способ согласования применяется, если ZQ во много раз меньше

входного сопротивления нагруженного на линию электронного элемента.

Поскольку падение напряжения на резисторах понижает уровень передаваемого сигнала, режимы последовательного и параллельного согласований применяются, когда число приемных электронных схем не превышает двух. При числе нагрузок на линию больше двух применяются согласующие эммиттерные повторители (см. рис. 7.3,в). Для уменьшения рассогласования база и коллектор должны коммутироваться к линии проводниками меньшей длины.

В качестве длинных линий используются коаксиальный кабель, витая пара, ленточные кабели.

7.3. Помехи при соединении элементов РЭС

короткими линиями связи

При анализе процессов передачи сигналов короткую линию связи можно представить в виде эквивалентной схемы, содержащей сосредоточенные индуктивность и емкость (омическим сопротивлением пренебрегают). В зависимости от геометрических размеров сечений линий, их длины, диэлектрических свойств изоляционных материалов тот или иной параметр линии может оказывать большее воздействие на процессы передачи сигнала, чем все остальные.

Рассмотрим наводимую емкостную и взаимоиндуктивную помехи на участке /, на котором параллельно друг другу на расстоянии d располагаются две цепи, имеющие взаимные емкость С 12 и индуктивность

М J2 (рис. 7.4, а) и выполненные по печатной технологии. Для этого

предположим, что в первом случае цепь (источник помех) нагружена на источник напряжения и, а во втором случае — на источник тока /. Взаимные емкость и индуктивность печатных проводников соответственно определяются по формулам:

С 12 = 0,12∙10-12εlr/lg[2d/(a + d)],

где εг — диэлектрическая проницаемость среды;

М12 = 2l {2,3lg[2l/(d + b)] + (d + b)/l}▪ 10-8.

Вслучае наибольшего влияния емкостной связи между сигнальными цепями (М≈0) в соответствии с эквивалентной схемой (рис. 7.4, б)

285

Рис. 7.4. Паразитные связи между короткими линиями связи: а — общая схема; б — эквивалентная схема емкостной связи; в — эквивалентная схема

индуктивной связи

при прохождении по линии-индуктору сигнала амплитудой и и фронтом нарастания t ф уравнение для расчета максимальной наводимой помехи имеет вид [36]

uпом = uC12 Rнэкв (1− e−tФ / Т )

tФ

где R н.экв = Rвх2 Rвых2 /R вx2 + R вых2 ): Т= С12 R н.экв

Поскольку tф >>Т и Rвх >>Rв ых получим u пом ≈uRв ых С12 /tф .

Для выполнения условия надежной работы элемента необходимо, чтобы

Неравенство (7.2) определяет условия надежной работы элементов РЭС. Для его выполнения необходимо уменьшать выходное сопротивление, длину связей и их сечения, увеличивать фронт импульсов и коэффициент помехоустойчивости элементов, расстояние между линиями связи, применять изоляционные материалы с хорошими диэлектрическими свойствами.

В случае преобладающего влияния взаимной индуктивной связи между сигнальными цепями необходимо учитывать значение и фронт импульса тока, протекающего по цепи — источнику помех. ЭДС, наведенная на другой цепи связи (рис. 7.4, в),

uп о м = М1 2 I/tФ

Так как R ВЫХ << R ВХ, то это напряжение практически полностью будет приложено к сопротивлению R ВХ, и воспринято как помеха. По аналогии с (7.2) условие надежной работы элемента имеет вид

где и п — порог срабатывания элемента.

Подставив в (7.3) выражение для расчета взаимной индуктивности между проводниками и решив его относительно параметра l , найдем допустимую длину общего участка связей

РЭС. Для его выполнения необходимо уменьшить длину цепей связи, амплитуду токов, увеличить порог срабатывания элементов, фронт передаваемых импульсов, расстояние между проводниками связей.

7.4. Помехи при соединении элементов РЭС длинными линиями связи

Длинную линию связи при расчетах схем рассматривают как однородную линию с распределенной емкостью С 0 и индуктивностью L 0.

Переходные процессы в таких линиях зависят от характера перепада напряжения и вх на входе линии и соотношения волнового сопротивления линии Z0 , выходного сопротивления Rг генератора импульсов и входного сопротивления Rн , нагруженного на конец линии элемента

(см. рис. 7.2, б).

287

Для анализа переходных процессов в длинных линиях связи необходимо знать их волновое сопротивление Z0 . При нахождении ZQ используют метод, заключающийся в определении погонной емкости С0 линии связи, связанной с ее волновым сопротивлением соотношением

Z0=l/(v0C0).

Емкость между проводниками, образующими линию связи, определяется как отношение заряда на любом из них к разности потенциалов ф, т.е. погонная емкость

где q — заряд на единицу длины проводника.

Потенциал, создаваемый линейным зарядом с плотностью q в точке на расстоянии r от него, равен

φ = [q /(2 πε) ] In (1/r) + const.

При определении емкости проводников используют метод зеркальных изображений. При расчете потенциала по этому методу учитывают заряды основных проводников и фиктивных, являющихся зеркальным изображением основных относительно поверхности раздела «диэлектрик — проводящая плоскость». Заряд фиктивного проводника при этом берется обратным по

отношению к основному.

Рассмотрим определение ZQ линии связи, образованной тонким проводником круглого сечения радиусом r, расположенным над проводящей плоскостью на расстоянии h (рис. 7.5).

Потенциал в любой точке на плоскости, соответствующей проводящей поверхности, создаваемый системой зарядов основного и фиктивного проводников, равен нулю, и используемая раз-

ниядлинной линии Отсюда, учитывая (7.5) и (7.6), находим связи

h /r ≥ 2 оно дает 5%-ю ошибку, при h /r ≥ 3 — ошибку в 1,5%, а h /r ≥ 5

— лишь в 0,5%.

Таблица 7.3

При h /r > 1 более точный результат получают из выражения

Z0 = (60 / εr ) ln(h + h2 − r 2 ) / r

В табл. 7.3 приведены формулы для расчета волнового сопротивления связи различной конфигурации.

Максимально допустимая длина несогласованной линии связи может быть оценена по формуле

lmах=(tф/kс )(v0/ μr εr ).

где tФ , — длительность фронта сигнала, с; kc — эмпирическая постоянная, числовое значение которой зависит от конструкции схемы и линии связи (k с = 3 ... 5).

Для наиболее часто встречающихся случаев v0 = 2∙108 м/с, k c = 4. Значения l mах для разных значений фронтов сигналов:

Конструктивные способы согласования несогласованных длинных линий изложены в разд. 7.2. Одним из эффективных способов уменьшения помех при соединении элементов РЭС длинными линиями связи является применение в качестве нагрузки диодов Шотки.

7.5. Расчет электрических параметров линий связи

Для расчета электрических параметров линий связи [33] достаточно уметь рассчитывать электрическую емкость, индуктивность или волновое сопротивление линии связи. При этом требуется применять достаточно сложные методы расчета, требующие использования ЭВМ. Расчетные формулы для определения параметров линий связи, выполненных проводным монтажом, даны в табл. 7.4.

В табл. 7.5 приведены формулы для расчета электрических параметров плоских кабелей некоторых конструкций. В таблице общий провод обозначен G, а сигнальный — S. В ряде случаев при проектировании РЭС удобно использовать эффективную диэлектрическую проницаемость среды ε г эф, с помощью которой можно определить волновое сопротивление кабеля по формуле

Z = Z0 / εrээ

где Z0 — волновое сопротивление линии в однородной воздушной среде.

290

Для получения ε r эф в случае плоского кабеля используется форму-

ла [13]

Таблица 7.5