![](/user_photo/_userpic.png)
книги / Теория автоматического управления техническими системами
..pdfстатистической оценки
калмановской фильтрации
Коэффициенты функциональных ря дов. Методы:
рядов Вольтерра
Винера
Импульсная переходная функция. Методы:
непосредственного определения ИПФ
свертки
KOippeляционный
моментов Частотные характеристики. Методы:
непосредственного определения частотных характеристик
импульсный
частотной характеристики из пере ходного процесса
частотной характеристики из спек трального анализа
»Линейная и Многомер Дискретная нелинейная ная
То же |
» |
> |
»Нелинейная Одномерная Дискретнонепрерывная
» |
» |
» |
» |
Нет |
Линейная |
- |
Непрерыв |
|
|
|
ная |
» |
» |
> |
» |
» |
> |
» |
» |
» |
» |
» |
» |
» |
» |
» |
> |
» |
» |
» |
» |
» |
» |
» |
» |
» |
» |
> |
» |
-Возможно »
Пере |
Нет |
» |
менный |
|
|
Посто — » янный
» - »
»— »
»— »
»— »
» » »
»— »
»»
»— »
»— »
-
-
—
—
Высокая
»
Низкая
Высокая
Низкая
—
—
* Все методы идентификации, кроме калмановской фильтрации, не применимы в реальном масштабе времени.
если u{t) чисто синусоидальный входной сигнал с частотой со, т. е.
u(t) =Hosin©^ то выход
У(0= ÿosin(©/+ф), причем
Ф=arg[d> (Уш].
Таким образом, амплитудную А(ш) и фазовую ср(ш) частот ные характеристики Ф(/©) определяют подачей синусоидальных входных сигналов u0sin©^ на различных частотах и записью выходных сигналов y0sin (©/+ф) в том диапазоне частот, в ко тором представляет интерес частотная характеристика Ф(/©),
причем для каждой из частот определяют уо/ио= У Аи ср. Так как каждая точка частотной характеристики должна
быть найдена в результате отдельного эксперимента, то опреде ление частотных характеристик системы требует значительного времени. Метод удобен для оценки поведения системы при зара нее известных или заданных частотах, однако он чувствителен
к шумам.
Амплитуду «о гармонического входного сигнала следует вы бирать в зависимости от особенностей системы и ожидаемых условий ее работы. Так, например, если на вход в нормальных условиях эксплуатации последовательно поступают ступенчатые функции с промежутками, превышающими время переходного
процесса, то амплитуду и0входного сигнала u{t) выбирают не сколько меньшей, т. е. в соответствии со значением ступенчатой
функции.
Очень важно, что частотные характеристики при различных ам плитудах входного сигнала позволяют установить область ли нейности объекта и время запаздывания. Кроме того, частотные характеристики можно использовать для построения общей мо дели системы, причем устойчивость разомкнутой системы может
быть определена непосредственно.
Частотный метод идентификации может быть применим как для одно-, так и для многомерных САУ.
Пример. Рассмотрим ЛАЧХсистемы (рис. 11.1). Такая характеристика может быть, например, получена экспериментально. Необходимо идентифи цировать систему по заданной ЛАЧХматематической модельюв форме пе редаточной функции G(s), составленной из соответствующих типовых дина мических звеньев.
Вкачестве 1-го варианта задачи рассмотрим ЛАЧХсистемы, не имею щей особенностей типа резонансных пиков.
Предварительно осуществим аппроксимацию экспериментальной харак теристики асимптотической ЛАЧХ (пунктирные линии AB, CD, EF, КМсо стандартными наклонами (см. рис. 11.1). Точки пересечения а, б, в этих
линий являются |
точками |
сопряжения |
асимптот; |
точка |
В—пересечение |
||
асимптоты —40 |
дБ/дек |
с осьючастот. Обозначим частоты, соответствую |
|||||
щие точкам сопряжения а, б, в через ©ь ©2, ©3. |
|
звеньев, |
анализ |
||||
Исходя из известных |
свойств типовых динамических |
||||||
ЛАЧХцелесообразно начать с ее низкочастотной |
части. |
Как |
видно из |
||||
рис. 11.1, наклон |
ЛАЧХ |
системына |
низких частотах, равный |
—40 |
дБ/дек |
(производная |
=—20v=~40 дБ/дек, v=2), указывает на |
то. что |
передаточная |
функция G(s) содержит звено s-2. Значение наклона |
асимпто |
тической ЛАЧХ правее первой точки сопряжения в диапазоне |
|
|
©1=1/7’i<©<©2= 1/Т2 |
|
составляет 0 дБ/дек, т. е. наклон отрезка аб ЛАЧХпо отношениюк ее |
||||||||||||
низкочастотной |
части |
изменился |
на |
+40 |
дБ/дек. |
Это означает, |
что |
точ |
||||
ка а с абциссой ©i=l/7'i=4,5 1/с является точкой |
сопряжения |
ЛАЧХзве |
||||||||||
на s-2со звеном второго порядка: (7'1s+-1)2или |
(7’l2s2+2s17’,s+l) |
(при |
||||||||||
g,= 1,0, если невязка |
между асимптотической и заданной ЛАЧХна |
частоте |
||||||||||
Ю|=1/Г| составляет б дБ). |
|
|
|
|
|
в |
диапазоне |
©2= 1/Т’2< |
||||
Далее рассмотрим участок бв характеристики |
||||||||||||
<©<©з=1/Г3(т. е. ©2=16 |
1/с), |
имеющий наклон |
|
—20 дБ/дек, что соот |
||||||||
ветствует инерционному звену l/(r2s+l). На участке вг в диапазоне ©3= |
||||||||||||
=1/7’з<©<©4 |
(©з=190 |
1/с) |
асимптотическая |
ЛАЧХ имеет |
наклон |
|||||||
—40 дБ/дек; этот участок соответствует второму |
|
инерционному |
звену. |
|||||||||
Заметим, что частота ©<выбрана произвольно, но с условием, что ослабле |
||||||||||||
ние на этой частоте составляет более —40 дБ/дек, |
т. е. высокочастотная |
|||||||||||
часть ЛАЧХ практически не влияет на характер |
переходного |
процесса в |
||||||||||
системе. |
|
|
|
|
|
|
иденцнфицнруемой системы |
|||||
Следовательно, передаточнуюфункциюG(s) |
||||||||||||
можно записать в виде произведения передаточных функций указанных вы |
||||||||||||
ше звеньев, т. е.K(T>s + l)' |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
0{s)= s2(7\,s+1)(7V+1) » |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
где |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Г,=^-=0,221 с; |
7’2=^-=0,0G3c; |
73=^ = 0,0053 с. |
|
|
|
|||||||
Коэффициент усиления К в G(s) |
можно определить следующим образом. |
Частота ©о в точке пересечения В связана с коэффициентом К соотношением
,g (jVo)* =0,
поэтому К*=©о"= 122=144.
Другой способ определения коэффициента К заключается в следующем. |
|
При значении ©, меньшем значения первой сопрягающей частоты ©1=1/Гь |
|
можно приближенно написать |
|
Lm(©)=Lm/(=vLm(©). |
|
Действительно, при со= 1последнее выражение сводится к |
|
L„.4(®)L-i=LmK- |
децибел- |
Из него следует, что значение передаточного коэффициента К в |
|
лах определяют ординатой низкочастотной амплитуды LB>4(©) при |
значении |
угловой частоты ю, равном единице. |
|
Решением задачи идентификации по ЛАЧХсистемыпри отсутствии ре |
|
зонансных пиков является |
|
144.(0,2215+1)’ G(*)e s2.(0,0635+1) (0,0053s+1) •
Вкачестве 2-го варианта задачи рассмотрим экспериментальнуюЛАЧХ |
|
(рис. 11.2). Система |
в среднечастотной области на частоте ©,=4,5 1/с име |
ет резонансный пик. |
Предполагается, что в низко- и высокочастотной обла |
стях ЛАЧХна рис. 11.2 не отличается от ЛАЧХна рис. 11.1.
Вэтом случае для математического описания среднечастотной |
части |
||||||||
ЛАЧХследует использовать ввело |
(7Ys2+27,1|is+l), |
подобрав |
значение |
||||||
Êi=0,03 по значениюневязки между асимптотической и экспериментальной |
|||||||||
ЛАЧХс использованием кривых поправок Ô.Действительно, имеем |
|
|
|||||||
144.(0,2212s2+2-0,03-0,221s + 1) |
|
|
|
|
|
|
|||
Щ$)- |
s2(0,063s + 1) (0,005s + 1) |
|
АЧХ. Эту же ха |
||||||
Для получения G(s) ранее была использована только |
|||||||||
рактеристику |
можно |
использовать |
и для определения |
функции |
|
G'(s) = |
|||
=k(Tls—I)2/[s2(7*25+1) (Г85+1)]. Поэтому для установления различия |
меж |
||||||||
ду G(s) и G'(s) необходимо иметь ФЧХ. |
|
|
|
|
|
|
|||
Если объект состоит из нескольких динамических элементов, то жела |
|||||||||
тельно наблюдать форму сигнала |
на выходе каждого из них, так как вы |
||||||||
ход объекта может иметь почти |
гармоническуюформу |
сигнала |
|
при |
су |
||||
щественно нелинейных характеристиках промежуточных элементов. |
|
|
|
||||||
Очевидно, что рассмотренный метод практически не применим в усло |
|||||||||
виях нормальной эксплуатации системы, так как подаваемые на вход гармо |
|||||||||
нические сигналы могут привести к изменениютехнологических режимов в |
|||||||||
производственном процессе, к снижению качества |
выпускаемой |
|
продук |
||||||
ции и т. д. |
|
|
|
|
экспериментальный |
||||
Из рассмотренных далее материалов следует, что |
|||||||||
метод идентификации |
частотных |
характеристик относится к способам |
с |
пробным или искусственным сигналом, а динамические характеристики определяются в установившемся режиме движения системы. Последнее требует больших по сравнениюс «памятью» системыинтервалов наблюде ний с цельюисключения переходной составляющей реакции, что также «ежелательио в системах регулирования производственных процессов.
11.2.Идентификация методом свертки в случае произвольного входного сигнала
Классический метод идентификации позволяет определить передаточную функцию системы. Однако обычно требуется най ти дифференциальные уравнения в условиях работы системы при реальных, а не при гармонических входных сигналах. Сделать это особенно трудно, когда экспериментальные результаты за даны в графической форме, как это имело место в предыдущем случае.
Рассматриваемый метод идентификации1лишен этого недо статка и позволяет определить математическое описание объек
та практически при любом входном сигнале.
Связь между y(t), u(t) через k(t) при нулевых начальных условиях определяют выражением (уравнением свертки)
|
t |
t> 0, |
(11.1) |
y(t)= ^k(x)u(t-i)dx, |
|||
где k{x) —ИПФ объекта; u(t) —входной сигнал, |
|
||
или эквивалентным ему выражением |
|
||
|
t |
t> 0. |
|
y(t)= ^a(T)k{i—i)dx, |
|
||
|
Выражению (11.1) можно поставить в соответствие дискретнуюмодель. |
||
Один из способов ее получения заключается в следующем. |
|
||
|
Пусть переменная t изменяется на некотором отрезке (0, Г), Г>0. Если |
||
ограничиться рассмотрением только дискретных значений t=l& |
(где Д>0 — |
||
постоянный шаг дискретизации, 1=1, 2.....пи пД=Г), то в соответствии с |
|||
выражением (11.1) получим |
|
|
|
|
/д |
1=1, 2, .... п. |
|
|
t/(/Д)=J k(x)u(lA—x)dx, |
|
|
|
о |
|
|
/д |
Аппроксимируя при каждом 1= 1, 2.....«интеграл |
|
|
• |
|
|
|
| |
k (т) и (/Д—т)dx, |
|
|
по формуле прямоугольников с постоянным шагом дискретизации по пере менной т, равным Д, получим соотношения:
1Дмитриев А. Н., Егупов Н. Д. Определение динамических характери стик объектов регулирования из экспериментальных данных // Техническая кибернетика: Теория автомат, регулирования: В3 кн. / Под ред. В. В. Солодовникова. Кн. 2. М.: Машиностроение, 1967. С. 93—234. (Сер. инженер, монографий).
д
у(Д)= f k (т)и(Д—x)dx=k(A)tt(OД+ôj; b2Д
y(2Д)= j*k (т) и (2Д—x) dx=ft (2Д) и (О) Д+k (Д) и (A) +ô2;
(П.2)
y(nA)= f k (x)u(nà—x)dx—k(лД)и(0)Д + b
+ k{(n—1)Ди) (A)+ ... +k(â)u((n—1) Д) Д+6Л,
где ôi, Ô2, .... ôn —погрешности, возникающие при замене |
соответствующих |
||||||
интегралов их аппроксимациями по формуле прямоугольников. |
|||||||
Введя |
обозначения |
|
|
|
|||
yi=y(A), уг=у(2А), ...»Уп=у{пА); |
(11.3) |
||||||
A,=ft(A), k2=k$A), .... kn=k(nA); |
|||||||
|
|||||||
И1=м(0), и2=и(Д),..., ип=и(п—1)Д), |
|
||||||
соотношения (11.2) можно записать в матричной форме: |
|
||||||
У\ |
|
~'щ 0 |
... 0 " |
~бг |
|
||
У2 |
=д |
ц2 а, |
...0 |
Ьг + Ô2 |
(11.4) |
||
Уп- |
|
_Un Un-i .•• Ul_ |
_ |
|
|||
или более компактно: |
|
|
|
||||
где y=Auk+ô, |
|
|
|
|
(11.5) |
||
k=[kl, k2, ..., Ап]т; У= [уи У2.....ÿn]T; ô=IÔJ, Ь2,..., ôn]T; |
|||||||
и—квадратная матрица порядка п вида |
|
||||||
"а, 0 |
|
... 0 ~ |
|
|
|||
|
и2а, |
|
... 0 |
|
|
|
|
_ип tln-i |
... «i_ |
|
|
ее определитель detu=[Hi]n, detu=0, если «|=и(0)^0; Т —знак операции |
||||
транспонирования. |
|
непосредственно |
использоваться |
|
Выражения (11.1), (11.4), (11.5) не могут |
||||
для оценки ИПФ, поскольку функции y(t) и u(t) не могут быть точно из |
||||
вестны, а вместо них заданы y*(t) и «*(/)—приближенные значения точ |
||||
ного входа и(0 и выхода y(t). Кроме того, в выражениях |
(11.4) |
и (11.5) |
||
неизвестными являются компоненывектора 6. |
(11.5) |
исполь |
||
Для получения оценки ИПФвместо выражений (11.1) и |
||||
зуют уравнение |
|
|
|
|
t |
0 |
|
|
(11.6) |
y*(t)=$k*(x)u*{t—x)dt, |
|
|
||
либо его дискретный аналог (пренебрегая |
погрешностями |
аппроксимации |
||
интегралов) |
|
|
|
(11.7) |
y.=Au.k., |
|
|
|
где компоненты векторов-столбцов у., к* образуются по аналогии с компо нентами векторов у, к, но на основе y*(t), k*(t).
Квадратная матрица и порядка п:
"и,* 0 |
... О |
|
«8* |
|
... О |
_ип1 |
...И1*_ |
|
где числа ш* |
образуются по аналогии с и{(1=1, 2, ..., п) и определяются |
|
выражениями |
(11.3). |
|
Здесь исходной является функция u*(t), т. е. |
||
щ*=и*(0), ы2*=«*(Д), .... ип*=и*((п—1)Д. |
||
|
11.3. Метод ортогональных разложений |
Применение пробных воздействий в виде ступенчатой функ ции или импульса не всегда желательно. Кроме того, получен ные в виде графиков переходные функции САУ не имеют удоб ной аналитической формы для дальнейшего использования. Быстрота проведения эксперимента не компенсирует длительной и связанной со значительными погрешностями работы по ап проксимации кривой переходного процесса.
Процесс определения динамических характеристик по типо вому пробному сигналу можно существенно упростить и авто матизировать применением ортогональных разложений. Смысл метода состоит в том, что осуществляют аппроксимацию произ вольной функции САУ с помощью системы функций (<р,(/)}, удовлетворяющих условию ортогонализации на интервале
a<t<b
ь
^i(t)^j(t)w(t) dt = 0t i=£j,
а
а также условию нормализации
ь
jj<Pi2(t)w(t)dt~l, i= j. a
Множества функций {q><(/)} представляют собой системы ортонормированных функций с весом w(t)z. Эти системы отли чаются друг от друга интервалом, на котором проводят аппрок симацию, а также полнотой разложения. Систему функций на зывают полной, если произвольную функцию данного множест ва можно представить бесконечным числом членов ряда.
Рассмотрим сигнал u(t), действующий на входе системы. Для того чтобы частная сумма ряда
П
и„ (0= 2 «Л>|(<) г-0
являлась наилучшим приближением для u(t), т. е. функционал
2Весом ш(/), или весовой функцией, называют параметр ортонорынрованной системы, влияющей на скорость сходимости ряда.
b |
(11.8) |
£ = ^ [и (()-«„ (t)fw(t)dt |
a
был минимальным, необходимо и достаточно, чтобы {ct} были
коэффициентами Фурье функции u(t) в системе {фД’*)}» |
т. е. |
определялись по формуле |
|
ь |
(11.9) |
с,= ^к(<)ф, (t)w(t) dt. |
|
а |
(11.8) |
Достоинство ортогональных разложений по критерию |
состоит в том, что искомую функцию получают в удобной ана литической форме, а выбором подходящей ИПФ можно при не большом числе членов (11.9) ряда добиться удовлетворительно го приближения.
Спрактической точки зрения некоторые ортогональные системы реали |
|||
зуют даже средствами аналоговой вычислительной |
техники. Тогда |
в |
рас |
сматриваемом методе определение динамических характеристик сводят |
к на |
||
хождениюкоэффициентов Фурье вида |
|
|
|
т |
|
(П.Ю) |
|
Ci=Ja(0T,(0tw(0^- |
|
||
о |
(11.10) сигнал |
u(t) по |
|
Для вычисления интеграла Фурье в соответствии с |
|||
дают на вход четырехполюсника, обладающего переменны •коэффициентом |
|||
усиления |
|
|
|
мо=<моио. |
|
а затем интегрирую. Вмомент t=T величина на выходе интегратора будет |
|
иметь значение а. Совокупность {с,} как коэффициентов |
разложения им |
пульсной переходной функции по выбранному ортогональному базису явля |
|
ется ортогональной спектральной характеристикой, аналитически представ |
|
ляющей собой динамические свойства системы: |
|
* т = 2 «1. |
|
/-0 |
для определения |
На рис. 11.3 приведена структурная схема анализатора |
{с,} в соответствии с (11.9). Известны анализаторы, использующие различные ортогональные системы. Их реализуют при помощи как цифровых вычисли тельных машин, так и пассивных .RC-цепей.
Рис. 11.3. Структурная схема анализатора для определения Ci
11.4. Идентификация методом корреляционных функций
Этот метод основан на понятии корреляционных и взаимокорреляционных функций, например
*«(<)= $ Я»('-*■) *(*)<»• |
(11.11) |
—О |
|
Основным преимуществом корреляционных методов, требую щих решения интегрального уравнения (11.11), является их по мехоустойчивость.
Действительно, предположим, что к объекту приложено не только воздействие m(t), но и помеха n(t) (рис. 11.4). Тогда
Рис. 11.4. Метод ортогональных разложений |
(схе |
ма системыс m(t) и п(/)) |
|
вместо формулы (11.11) необходимо написать |
|
(О= ^ тп (* —т)k(т)di-f-^ п {t—т)kn (т)dT, |
(11.12) |
где kn{т) —ИПФ относительно точки приложения помехи n(t). Определить k(x) из этой формулы достаточно трудно, так как второй член в правой части является источником погрешно сти, оценка которой часто невозможна. Если умножить обе ча сти формулы (11.12) на считая, что m(t) и n(t) взаим но некоррелированы, и усреднить их, то получим уравнение (11.11), которое остается справедливым при'любом числе сиг налов помех «ДО» действующих на объект при условии, что
они не коррелированы с воздействием m(t).
Схема взаимокорреляционного метода показана на рис. 11.5.
Рис. 11.5. Схема взаимокорреляционного метода
Шумы mit) и n(t) предполагают эргодическими с нулевым средним значением. Усредненный выход коррелятора
t
xa{t)= \-\x(K)dK oJ
причем
x(t)=z(t)m(t—x);
z(t)=y(t)+n(t)\
(11.13)
6 Математическое ожидание выхода коррелятора
t
Щ*а(<)}—Т $ М [■*W1 &=М[Х(<)]-/?„ (Т), 6
где Rmz(т) —взаимокорреляционная функция.
Из уравнения z(t)=y(t)+n(t) и уравнения (11.13) получа ем, что функция
Rm(x)=M{m(t)m(t+x)}
равна функции |
|
м {ха (t)}=Rmz(T)=\k (T!) Rm(т - Tû dî|. |
(11.14) |
oJ |
|
Один путь решения состоит в применении настраиваемой мо дели таким образом, чтобы Дтг(т) была ее выходным сигналом при входе Rm{т).
Итак, идентификацию объекта можно осуществить, восполь зовавшись N корреляторами, соединенными параллельно, т. е.
/?т(Х|)=Л(т|), г—1, 2...... |
лг. |
Другой подход основан на аппроксимации интеграла (11.14):
Г/2
Ruz С0= I k (4)Rm(т—Л)
О
« |
О+т)7 |
+S |
J k (ч)Rm(т—ч) |
(=1 |
(■-И*- |
Ruz (*П»■* (0) Ru (.кТ) + 2 * (>Т) Ru (*-/) Г. |
(11,15) |
1=1 |
виде для |
Вкачестве примера перепишем уравнение (11.15) в матричном |
|
трех выборочных значений ИПФ: |
|