книги из ГПНТБ / Свириденко С.С. Основы синхронизации при приеме дискретных сигналов
.pdfТак как AGo/G0=APm/Pub получаем 'величину относительного увели чения аддитишого флуктуационного шума в двоичном симметрич ном канале, которая эквивалентна неопределенности параметров сигнала по частоте и времени, т. е. является платой за 'неопре деленность параметров сигнала:
|
2Е |
|
|
АЕш-^ A h ------1. |
|
(5.11) |
|
Р |
h |
' |
' |
* ш |
»‘экв |
|
|
Для известной величины С/Са, |
решая последовательно |
(5.9)— |
|
(5.11), находим зависимости |
|
|
|
АРШ-/з (С °,
изображенные на рис. 5.6.
Оказывается, эквивалентный расстройкам аддитивный шум су щественно возрастает при больших расстройках при увеличении 2E/Gо. Понятие и количественная оценка эквивалентного шума могут оказаться полезными при сравнении степени влияния слу чайных изменений различных неэнергетических параметров сигна ла на помехоустойчивость приема и пропускную способность ка нала связи.
Таким образом, пропускная способность канала снижается при увеличении корреляции между синхропараметрами сигнала. Плата за корреляцию весьма велика при малых отношениях сигнал/шум и уменьшается с увеличением отношения сигнал/шум, при чем это в значительной мере справедливо для возмущений с малой дисперсией.
При большой дисперсии возмущений, когда сто порядка 0,5, происходит значительное снижение пропускной способности кана ла и относительное влияние корреляции расстроек невелико. Так, например, переход от независимых возмущений к коррелирован ным с г=0,9 при стт» = ст20 =0,5 связан со снижением пропускной
способности при 2£7G0= 5 на 40%’, а при 2£/iG0= 50 на 52%, т. е.
корреляция при больших расстройках с увеличением отношения сигнал/шум незначительно увеличивает потери в пропускной спо собности. В то же время при стт , =ов, =0,3 аналогичный переход дает снижение пропускной способности при 2£/Go=5 на 36%. а
при 2£/Go=50 на 9%. Таким образом, влияние корреляции также
2Е
незначительно при больших — и малых стоНаиболее существен но
но влияние корреляции расстроек на помехоустойчивость при ма лых отношениях сигнал/шум.
5.2. СКОРОСТЬ ОБРАБОТКИ ИНФОРМАЦИИ СИНХРОНИЗИРОВАННЫМ ПРИЕМНИКОМ
Передача информации по синхронной системе связи состоит из нескольких временных этапов: а) поиск и обнаружение сигна ла в течение времени Тп с точностью, достаточной для захвата сиг-
ПО
нала следящими системами по отдельным его параметрам, б) про цесс перехода в течение времени Т3 от включения системы слеже ния до начала отслеживания изменений параметров (режим за хвата), в) передача информации в течение времени 7’н. В этом интервале постоянно производится корректировка характеристик приемника в соответствии с изменениями параметров сигнала.
Перечисленные интервалы составляют время сеанса связи Тсв. Пусть по каналу с постоянными или переменными (но регулярны ми) параметрами на передачу /бит, требуется затратить Ги, с. Ско рость передачи информации в таком канале До=І/Тл. Осуществле ние синхронизации требует дополнительных затрат времени, что приводит к снижению скорости передачи в синхронной системе связи. Кроме того, отслеживание параметров сигнала производит ся с определенной точностью, что также должно привести к сни жению скорости передачи. В результате скорость передачи инфор мации в синхронной системе связи должна определяться как R = =/?о—іД>/?п—АІ?3—ЛЯсл, где ARu — потери в скорости передачи за счет поиска сигнала; AR3 — потери в скорости передачи за счет времени, затраченного на захват сигнала системой слежения; А/?сл — потери в скорости передачи за счет неточного отслежи вания параметров сигнала. Последнее соотношение записывается как
R = Т„ + Тл + тэ ■А Яел = Яо[ |
1 |
А Rсл о |
1 ■+'7'по-Ь7'зо |
где Тпо—TJTи, Тзо—Т3/Т„, ARело—AiRcnfRo-
Введение синхронизации снижает скорость передачи сообще
ний на относительную величину |
|
|
Тл о+ Т3о |
(5.12) |
|
1 + |
+ ARCnо- |
|
7’по + 7'зо |
|
|
Из выражения і(5.12) следует, |
что для увеличения скорости пе |
|
редачи информации • в канале с |
синхронизацией необходимо ми |
нимизировать время поиска и захвата, а также потери в скорости, вызванные .неидеальной работой системы слежения за изменяю щимися параметрами сигнала. Кроме того, из соотношения (5.12) становятся ясными требования к системам поиска и слежения. Де ло в том, что временные затраты на поиск и захват определяются тем количеством «служебной» информации, которое необходимо обработать соответствующей системе для достижения поставлен ной цели (осуществления поиска сигнала и захвата).
При проектировании канала связи к исходным параметрам относятся интервалы неопределенности сигнала по частоте и вре мени, параметры сигнала и заданная скорость передачи информа ции в канале. Этого достаточно, чтобы определить допустимые потери в скорости передачи информации за счет введения синхро
низации ARq, распределив их соответствующим образом |
между |
Д/?по, Аі/?зо и 'ARелоИз выражения (5.12) следует, что |
|
А RMо + А Rs о = |
(5.13) |
/ R n R a ~ i~ і-я R a Ra + / » R u R*
т. е. при известной относительной величине ARu0+ AR-M и найден ных объемах информации / п и / 3 можно определить необходимые скорости передачи «служебной» информации системой поиска Rn и системой захвата R3l удовлетворяющие исходной скорости пере дачи сообщений R в канале связи. Полученные таким образом ве личины необходимых скоростей обработки информации частями системы синхронизации определяют их функциональные схемы и характеристики. Из (5.13) следует, что
(А Я п + А Я з ) к г - = ~ Т ± Г > |
(5 Л 4 ) |
а при Rn-^>-оо и R3—>-оо потери ARn+ A R 3—^0.
Проследим связь пропускной способности синхронной системы связи с пропускной способностью системы синхронизации. Пустъ по дискретной системе связи без памяти с постоянными характе ристика ми передаются кодовые символы {.ѵ}, воспринимаемые приемником вследствие действия флуктуацнонного шума как {г/}. Скорость передачи сообщений в системе R0 определяется величи ной средней взаимной информации
R o = - L |
/ (X, у ) = 4 - [Я ( X) - Я ( х / у ) ] , |
(5.15) |
1 И |
Ml |
|
переданной в единицу времени [109]. Здесь Г„ — среднее время передачи одного сообщения. Величина Н(х)/Та характеризует про изводительность источника сообщений, а Н(х/у)/Тн— ненадеж ность канала, обусловленную действующим в канале шумом, от несенную к единице времени.
Максимальное значение средней взаимной информации І(х, у), вычисленное по всем возможным распределениям вероятностей входных символов w(x), называют пропускной способностью ка нала связи:
С0 = max / (х, |
у) = max---- [Я (х) — Я (х!у)]. |
(5.16) |
Ш(х) |
Т'и |
|
Рассмотрим систему связи с ограниченным временем сеанса |
||
передачи сообщений Гсв, |
причем РСв = Ри+Рсіт, где Т„ |
и Рейн — |
время передачи непосредственно информации и время синхрони зации соответственно. Скорость передачи сообщений в синхрон ной системе связи
/ (х, у) _ |
/ (*, |
у) |
Ro |
(5.17) |
|
Рсв |
Рн + |
Рсин |
1 Рсин/Р» |
||
|
Переходя к количеству служебной информации, определяемой не определенностью параметров сигнала и точностью их оценки Х{0), получим для одного случайного параметра
R = ________ Ro
мR0 /(q , я(0))
Ясин ^ С*» у)
112
Если говорить о пропускной способности синхронной системы свя зи, то скорость передачи R теперь необходимо максимизировать по нескольким случайным переменным:
С - |
шах |
|
Со |
____ |
|
w (.ѵ) |
_Со_ |
І ( к , |
Х{0)) |
w (Х), w ( х№) |
Сенн |
• (-ѵ> У) |
||
|
|
|||
где С0 определяется |
выражением (5.16); |
Ссіш — пропускная спо |
||
собность системы синхронизации. |
|
|
|
Максимум функции определяется по всем возможным распре делениям входных символов w(x), по возможным распределениям параметра К на входе приемника w(X), т. е. по всем состояниям канала, и по возможным распределениям параметра на выходе системы синхронизации 'йУ(Ц°>), т. е. но всем возможным системам синхронизации.
5.3.О ВОЗМОЖНОСТИ УВЕЛИЧЕНИЯ СКОРОСТИ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ ПО СИНХРОННОЙ СИСТЕМЕ СВЯЗИ
ВВЕДЕНИЕ
Известно, что, применяя сложное многопозиционное кодирова ние, можно сколь угодно приблизить скорость передачи информа ции к пропускной способности канала связи. Однако при этом приемник и передатчик из-за своей сложности оказываются нереа лизуемыми, поэтому желательно искать иные пути повышения скорости передачи информации по каналу, которые не приводили бы к значительным усложнениям аппаратуры. Одним из таких пу тей может быть применение многопараметрической модуляции еиігнала-оіереноочика.
Рассмотрим возможность увеличения скорости передачи ин формации за счет дополнительной информационной модуляции од ного синхропараметра псевдослучайного сигнала — момента при хода сигнала. Пусть дополнительная модуляция осуществляется непрерывным сигналом; дополнительный канал назовем непрерыв ным.
Понятно, что наряду с получением дополнительного непрерыв ного канала ухудшается качество синхронизации по одному из параметров сигнала при приеме дискретных сообщений, что дол жно привести к снижению пропускной способности дискретного канала. Выясним условия, при которых дополнительная модуля ция параметра дискретного канала приводит к увеличению про пускной способности канала, который назовем суммарным.
СТРУКТУРНАЯ СХЕМА ПРИЕМНИКА
В общем случае дискретные сообщения можно передавать псевдослучайными фазоманипулированными сигналами, огибаю щие которых образуют ансамбль ^-последовательностей в N эле-
5 — 2 6 7 |
113 |
ментов с заданными взаимокорреляционпыми свойствами. При ан самбле в т сигналов производится /д-ичное кодирование дискрет ных сообщений. Сигналы имеют равные энергии £'1 = Е2= . . . = = Ет= Е и длительность TC= NT0. При двоичном, кодировании для передачи используются только два сигнала: например, М-последо- вательность используется для передачи 'нуля, а s2(t) — для передачи единицы. Прием сигналов осуществляется в присутствии белого нормального шума со спектральной плотностью Go.
Предположим, что частотная синхронизация приемника иде альна. Структурная схема приемника с последетекторной обработ кой сигналов приведена на рис. 5.7. На вход приемника поступают ■видеосигналы Si(t), s2(i), ...,
|
sm(t). |
Приемник |
дискретных |
|
|
сообщений состоит из согласо |
|||
|
ванных фильтров (СФ), стро |
|||
|
бирующего (СУ) и решающе |
|||
|
го (РУі) устройств. Стробиру |
|||
|
ющее |
устройство |
подключает |
|
|
согласованные фильтры к ре |
|||
|
шающему |
устройству РУі в |
||
|
течение |
интервала |
стробиро |
|
Рис. 5.7. Структурная схема прием |
вания |
Тстр, включающего мо |
||
менты |
окончания |
сигналов |
||
ника дискретных и непрерывных сиг |
Si(t), ..., |
Sm(t). Момент окон |
||
налов |
чания каждого из сигналов яв |
|||
|
ляется |
информационным пара |
метром дополнительного непрерывного канала.
Решающее устройство РУ2 относится к непрерывному каналу; оно определяет временное положение наибольшего максимума в течение времени наблюдения Тстр, являясь демодулятором вре мя — напряжение. Заметим, что введение дополнительной моду ляции момента прихода сигнала — не единственно возможный вариант создания дополнительного канала.
ДИСКРЕТНЫЙ КАНАЛ
Представим напряжение на выходе согласованного фильтра в течение времени наблюдения (стробирования) ГСТр независимыми отсчетами н будем рассматривать согласованный фильтр как ■имеющий / = = 7 'с т р / т к временных каналов, где тк — время корреля
ции напряжения на выходе СФ. В одном из каналов может при сутствовать сигнал.
Если принять время корреляции равным длительности элемен тарного импульса сигнала Т0, число каналов оказывается равным числу элементарных импульсов, умещающихся в стробе, т. е. I—
= 7 'с т р /7 ’о = Ѳ .
Апостериорная вероятность правильного приема одного из сиг налов выражается суммой вероятностей правильного обнаруже
ния, обусловленных сигналом и шумом P 06{si)=PiPz------- |
(1 — Pi), |
114
поэтому средняя вероятность ошибки при приеме дискретных со
общений |
t |
|
|
|
Р 0 ш = (^ - ^ |
і Я 2 - |
— |
рХ |
( 5 . 1 8 ) |
т |
\ |
т |
/ |
|
где Р 1 — вероятность того, что напряжение и0 в том временном ка
нале, |
где присутствует сигнал, превышает напряжение Uh всех |
Ѳ— 1 |
временных^ каналов на выходе СФ(; Я2 — вероятность того, |
что напряжение и0 в том временном канале, где присутствует сиг нал, превышает напряжение iih всех &(ш— 1) временных каналов на выходе всех остальных т— 1 согласованных фильтров. При двоич
ном |
кодировании Рг |
определяется, исходя из Ѳ временных кана |
лов |
на выходе СФ2. |
Априорные вероятности передачи сигналов |
предполагаются равными. Определим вероятности Рі и Я2. По оп ределению,
Рі = Р («о > «г. и0> щ ..... « о > « Ѳ- і ) ==
со |
|
ио |
«о |
= |
(и0) |
I"... |
J w(ui, иг,..., uB_ x)duxdu4 ...du0_j duB |
Учтем, что распределения напряжений на выходе каждого вре менного канала независимы и нормальны с дисперсией 2E/G0 и средним: при двоичном кодировании в каналах СФі при наличии
Si(t), равном — R(tk), где R(th) — коэффициент автокорреляции
Go
сигнала Si(t) в k-м временном канале; в каналах СФ2 среднее
значение определяется взаимной корреляцией Ra(tu) между сиг
налами Si(t) |
и s2(t) fl2]. |
|
|
|
|
|
|
В случае двоичного кодирования вероятность |
|
||||||
|
е- i |
«>+Ѵi t |
{'~R(tk)] |
-| |
_ jL |
о |
|
|
|
’ |
|
||||
Рі |
П |
— -— fexpf-----—u?') duk |
—?— e 2 |
°du0. |
|||
|
1 1 |
ѴШ j |
l |
2 |
J |
/2Ü |
|
|
*=l |
— |
|
|
' |
|
Выберем из ансамбля М-іюследовательностей такие, у которых боковые лепестки нормированных автокорреляционных функций не
превышают |
уровня |
1 /] / N, а лепестки |
взаимокорреляционных |
функций — уровня__1,7/ V N (136]. При |
этом R (th) = 1/]/77, а |
||
Я1(2,3... m)(th) = |
\ J l V R - |
Тогда для двух сигналов |
5 * |
115 |
гдe * , = l / ü ( l - - J = ) , Ä = | L .
Аналогичным образом получаем выражение для
/V
W0 +
Рг I 1
У2л
Ѳ
1
/2 я
—f № {хі + w0)]e е
/2 я J
вероятности
duQ=
(5.20)
Прежде чем подставить (5.19) и (5.20) в ф-лу і(5.18) при т = 2 и получить вероятность ошибки при приеме дискретных двоичных сообщений со стробированием времени прихода сигнала, кратном длительности элементарного импульса последовательности, вос пользуемся асимптотическим разложением интеграла вероятности [137, 138] при Р і>0,9 и Р2>0,9. В результате получим приближен ное выражение для средней вероятности ошибки при приеме дис кретных двоичных сообщений со стробированием времени при хода:'
^ош = 4 - ( ЗѲ~ 1) [ 1— ф |
(5.21) |
В случае т-ичных дискретных сообщений приближенные выраже ния для Р 1 и Рі имеют вид:
Р і |
1 — (Ѳ — 1) 1 — Ф І - % |
|
У 2 |
Р г |
1 — (tn— 1) Ѳ ФШ\ |
а вероятность ошибки
Р о т = { t n — О 0 1 — ф |
! ^ І ( Ѳ — 1) |
где Xi = V h [ \ ~ y = r
Пропускная способность /п-ичного дискретного канала опреде ляется известным выражением [5]:
Сд = -±r [log m + (1 - Pom) log (1 - Рош) + Pom log |
, (5.23) |
где T — период следования информационных символов, а Р ош оп ределяется выражениями (5.18)— (5.20) или приближенными вы ражениями (5.21) при двоичном кодировании и (5.22) при т-ич- ном.
П 6
НЕПРЕРЫ ВНЫ Й К А Н А Л
Так как передача информации по непрерывному каналу осу ществляется модуляцией момента прихода псевдослучайного сиг нала (времяимпульсная модуляция), процесс выделения непре рывного сообщения состоит в обнаружении временного канала, в котором находится сигнал, и определении с максимальной точно стью положения по времени обнаруженного сигнала.
При демодуляции возможны аномальные и нормальные ошиб ки [139]. Распределение аномальных ошибок во временном стробе равномерно. Нормальные ошибки характеризуют точность опреде ления момента прихода сигнала и имеют при оптимальном прие ме нормальное распределение с дисперсией [139]
от? = |
_______ о2 |
|
тс |
||
|
||
|
2 4 'ОПщв,м d X |
|
где Аf — эффективная полоса СФ; А/лП/Го; А— модулируемый |
||
параметр сигнала; o2=2E/<G0; |
||
|
тс |
|
В,. (т) = J s (t) s(t — т) d г. |
||
|
о |
Так как напряжение на выходе согласованного фильтра в обла
сти высокой корреляции имеет треугольную форму с высотой h =
2Е
= -----и оонованием 27а,
G0 |
|
|
|
оГ |
Вс (т) |
|
d r |
д Х |
|
Я—Я0 |
То |
и дисперсия нормальных ошибок
ин2 =ту2А.
Диоперсия аномальных ошибок определяется из условия равномер ности ошибок в стробе
а2 = Т 2 /12.
ан стр'
По известным значениям дисперсий нормальных и аномальных ошибок и вероятностей их появления получаем дисперсию суммар ной ошибки [140]
° І » ( 1 — - Р а н К + -Ран < 4 -
Сигнал в непрерывном канале изменяется в интервале ± |
Тстр |
его |
пиковая мощность равна |
2 |
|
|
|
|
г 2 |
|
•*Рпик = |
стр |
|
4 |
||
|
117
Отношение пиковой мощности сигнала к средней мощности шу ма на выходе непрерывного канала
( 1 - Р ан)Тс2тр/4
К |
(5.24) |
Г2 |
т- |
|
стр |
(І- р- )»?■ |
12 |
Величина Ля определяет пропускную способность непрерывного ка нала
с » = / |
1° в (1 + Т Г '1")- |
<525> |
Вероятность появления аномальных ошибок, т. е. вероятность неправильного определения временного канала, в котором присут ствует сигнал, можно получить тем же методом, который исполь зовался для нахождения Р { в дискретном канале, учитывая, что в данном случае с напряжением в том временном канале, где при сутствует сигнал, сравниваются напряжения в 2Ѳ— 1 каналах, включающих временные каналы СФі и СФг. В случае двоичного кодирования
|
ш |
--L |
„2 |
Ра„ = 1 - - ^ г |
Г ( 1 - Ф ( ^ + |
«о)і2Ѳ_,е 2 |
°du°■ (5.26) |
/2 л |
J |
|
|
Г— 00
При / )ан<0,1 выражение (5.26) можно записать приближенно:
: (2 Ѳ — 1) 1 — Ф |
*1 |
(5.27) |
|
/ 2 |
|||
|
|
Распространив рассуждения на m-ичный приемник ,(рис. 5.7), получим приближенное выражение для вероятности аномальных ошибок в виде
Р „ = ( т _ 1 ) ѳ [ . - Ф ( А ) ] '£ и 1 (0 — l)
СУММАРНЫЙ КАНАЛ
При отсутствии модуляции по времени прихода длительность сигнала равна Тс, длительность элементарного символа Т0 и от ношение сигнал/шум на выходе согласованного фильтра h. При модуляции сигнала по времени с максимальным отклонением
± Г цтр/2 для сохранения прежней скорости манипуляции необхо димо уменьшить длительность сигнала до Tc*t=Tc—^стр. Для не изменной скорости манипуляции при дополнительной временной модуляции длительность сигнала, длительность элементарного им пульса и отношение сигнал/шум изменяются следующим образом:
= # Те, То м = -6То, hK = fth, |
(5.29) |
118
Скорректируем в соответствии с этим среднюю вероятность ошибки в дискретном канале (при двоичном кодировании)
Р0ш = Y (3 Ѳ■- 1) [ 1 — Ф [~f - ~ 1 ^ ) ] , |
(5.30) |
отношение сигнал/шум в непрерывном канале
|
— О |
|
Ран) 0я» |
|
К = |
4 |
|
|
(5.31) |
|
|
|
||
(1 -Лш ) — |
+ — |
Ѳ2а |
||
ѵ |
ан' |
2h |
12 |
|
и вероятность аномальных ошибок |
|
|
|
|
Р,„ = ( 2 Ѳ - 1 ) |
~ |
ф {У |
(5.32) |
|
|
' |
Т Ѵ » |
При m-ичном кодировании средняя вероятность ошибки и ве роятность аномальных ошибок
Р 0ш = |
{т — 1)Ѳ > - ф { у ? 1/5 |
+ |
, т — 1 ( 0 - 1 ) |
(5.33) |
|
■Ран = ( т — 1)0 |
+ се— 1) |
(5.34) |
Пр'снпуюкная 'способность |
|
|
суммарного ікаиала |
Cs = |
|
= Сд+ Сн вычисляется на ос |
|
|
новании і (5.23), (5.25) |
с уче |
|
том выражений для Іги и Я0ш- |
|
Су-Т.ёит/симб
Рис. 5.8. Зависимость' пропускной способности суммарного канала от относительной ширины строба при одновремен ной передаче непрерыв ных и дискретных сигна
лов. h= 20. Л1=31
20 |
00 |
60 |
80 h = — |
|
|
|
Gr, |
Рис. 5.9 |
Оптимальная |
ширина строба |
|
1) N ='1023; |
2) |
127; 3) 63; 4) |
31; 5) JV=.t5. |
---------- двоичное «однрованне,--------- троич ное кодирование
•119.