Электронные генераторы. Фильтры учебное пособие

Как правило, начало рабочего хода tр должно совпадать с началом внешнего (исследуемого) сигнала. Для этого ГПН синхронизируется этим сигналом. Поэтому ГПН (в том числе и автоколебательные) должны надежно и устойчиво синхронизироваться внешним сигналом.

Простейшая схема ГПН. Идеальный генератор тока, который обеспечивал бы постоянный ток независимо oт величины UС, является абстракцией. Эквивалентная схема идеального генератора тока может быть представлена источником ЭДС и балластным сопротивлением бесконечно большой величины (Еп = ∞ , RБ = ∞ ). Реальные же источники с конечной величиной Eп и конечной величиной сопротивления RБ являются лишь приближением к идеальному генератору тока. Поэтому ток iС в реальных схемах не остается постоянным.

Автоколебательный ГПН. Схема его и временная диаграмма приведены на рис. 3.29,а,б.

Роль ключа играет тиристор TV. Схема работает следующим образом. После включения источника Еп при разряженном конденсаторе С конденсатор начинает заряжаться по экспоненте (прямой ход)

Рис. 3.29

201

от нуля до напряжения UС = Uвк (см. рис. 3.29,б). Как только UС достигает величины Uвк, тиристор TV включается, его сопротивление резко уменьшается и конденсатор С разряжается (обратный ход) почти до нуля, при котором тиристор выключается, и процесс заряда повторяется сначала. Роль ключа K часто выполняют более сложные и стабильные схемы, например мультивибраторы, блокинг-генераторы и др. Все ключи должны устойчиво синхронизироваться внешним сигналом. Амплитуда импульса Um будет определяться величиной Uвк и Uвык:

Линейность напряжения UС(t) в рассмотренной схеме мала, так как кривая UС(t) во время прямого хода представляет собой участок экспоненты, а экспонента близка к прямой только в самом начале заряда. Коэффициент нелинейности такой схемы может быть легко найден, если заменить производную dUC/dt выражением IC/C:

где Iн.р, Iк.р − токи заряда конденсатора C в начале и конце прямого хода (см. рис. 3.29),

Управляемый ГПН. Схема и временные диаграммы простейшего управляемого ГПН приведены на рис. 3.30,а,б. При отсутствии на входе управляющего сигнала Uу транзистор VT находится в режиме насыщения, для чего необходимо, чтобы величина сопротивления резистора RБ была не более βRК (RБ < βRК). Конденсатор С времязадающей цепи разряжен до нуля (точнее, до напряжения насыщения UК н).

202

токостабилизирующих звеньев. Ниже рассмотрены некоторые варианты токостабилизирующих звеньев, называемых токостабилизирующими двухполюсниками.

3.8.3. Токостабилизирующие двухполюсники

Существует много различных вариантов токостабилизирующих звеньев. Среди транзисторных вариантов весьма эффективным и распространенным является токостабилизирующий двухполюсник, основу которого составляет транзистор, включенный по схеме ОБ. Можно включить транзистор и по схеме ОЭ, но эффективность будет хуже, чем по схеме ОБ. На рис. 3.31,а приведена схема ГПН, в которой вместо резистора RК на рис. 3.30,а между точками а, b включен токостабилизирующий двухполюсник на транзисторе VT1, включенном по схеме ОБ. Стабилизация тока заряда (разряда) обусловлена свойством коллекторных характеристик транзистора ОБ, приведенных на рис. 3.31,б, которое заключается в том, что ток коллектора IК при заданном токе эмиттера (IЭ = const) очень слабо зависит от напряжения между коллектором и базой UКБ. Для задания тока эмиттера нужен отдельный источник EЭ (см. рис. 3.31,а), задающий IЭ=EЭ/RЭ. Для обеспечения высокой стабильности тока IЭ величины EЭ и RЭ должны быть достаточно большими. Обычно выбирают EЭ ≈ Eп. Ток коллектора в любой точке определяется формулой

IК = α IЭ+ UКБ/rК,

где UКБ = Еп −UС , rК − дифференциальное сопротивление кол-

лекторного перехода в схеме ОБ. При поступлении на вход в момент t1 управляющего импульса Uy транзистор VT2 закрывается (ключ K отключается). Начинается рабочий ход, что отмечено точкой н на рис. 3.31,б. При этом UС = 0, значит Uн.р = = Eп. Ток заряда, равный току коллектора в точке н, можно найти по рис. 3.31,б и из формулы (3.66):

204

Тепловыми токами IК02, IК01 обычно пренебрегают (прини-

мают IК02 = IК01 ≈ 0). Приняв EЭ = Eп и заменив IЭ величиной Еп/RЭ, получим:

RЭ /(RК + RЭ ) <<1. В схеме на рис. 3.31,а увеличивается коэффициент использования напряжения питания до ξ = 0,8...0,9 .

При получении (3.69) не учитывается ток нагрузки. При его учете величина γн будет больше, чем в формуле (3.69).

Двухполюсники между точками а, b на рис. 3.31,а являются стабилизаторами тока. К таким схемам приводятся цепи разряда (заряда) конденсатора в течение прямого хода всех ГПН. Недостатком токостабилизирующих цепей, показанных на рис. 3.31,а, является необходимость изолированного источника ЭДС EЭ большой величины. В реальных схемах, как правило, роль источника ЕЭ играет конденсатор большой емкости, заряженный до Eп. Нагрузку (Rн) отделяют от зарядного конденсатора С. Кроме двухполюсника и емкости, в схему ГПН должен входить еще коммутирующий элемент (ключ). Реальные схемы ГПН различаются сложностью токостабилизирующих двухполюсников и коммутирующих элементов. Наиболее эффективным ГПН такого типа является ГПН с эмиттерным повторителем.

3.8.4. ГПН с эмиттерным повторителем

Схема ГПН с эмиттерным повторителем приведена на рис. 3.32,а (такой генератор называют также ГПН с положительной обратной связью по напряжению, генератором линейно нарастающего напряжения, ГПН со следящим эмиттером). Эта схема ГПН имеет малый коэффициент нелинейности γн (γ н < < 1…3 %), большой коэффициент использования по напряжению ( ξ ≤ 0,8...0,9 ) и высокую температурную стабильность [12].

206

Вследствие этого она получила наиболее широкое распространение среди транзисторных ГПН. Транзистор VT1 является коммутирующим элементом. При отсутствии напряжения Uу на входе (пауза tп) VT1 должен быть открыт и насыщен, для чего резисторы RБ и RК должны удовлетворять условию RБ ≤ SβRК (S – коэффициент насыщения, больше единицы).

Конденсатор С при этом разряжается до нуля через насыщенный транзистор VT1. Каскад на транзисторе VT2 является эмиттерным повторителем. На вход его подается напряжение конденсатора UС. Между верхним концом RК и эмиттером транзистора VT2 включен конденсатор Сп (см. рис. 3.32,а) большой емкости, так что

Во время паузы транзистор VT2 закрыт, так как напряжение на его базе равно нулю. Конденсатор Сп должен быть заряжен до Eп. На самом деле напряжение UCп во время паузы не-

сколько меньше Eп и проходит дозаряд Сп. Ток заряда Сп создает на резисторе RЭ падение напряжения с полярностью, указанной на схеме. Поэтому эмиттерный переход VT2 смещен в обратном направлении.

Рис. 3.32

207

В момент прихода положительного входного импульса Uу транзистор VT1 закрывается и начинается заряд емкости С током i1, протекающим от − Eп через резистор RК. С ростом UС увеличивается напряжение на базе VT2. Транзистор VT2 открывается, и потенциал эмиттера Uвых также растет. Напряжение на емкости Сп при этом остается неизменным.

Отрицательный потенциал точки m, равный UCп +Uвых ,

тоже увеличивается одновременно с ростом Uвых. Вентиль В закрывается в самом начале прямого хода, и резистор RК отключается от отрицательного полюса источника питания Eп. Роль источника питания после этого играет заряженный конденсатор Сп. Одновременно с ростом UС на такую же величину увеличивается Uвых.

3.8.5. Микроэлектронные ГПН

Высокоэффективные ГПН с малым коэффициентом нелинейности (γн < 0,01), с хорошей температурной стабильностью и очень слабым влиянием нагрузки на форму выходного напряжения создаются на базе операционных усилителей (OУ). При этом для построения ГПН широко используются интеграторы на OУ, управляемые внешними прямоугольными импульсами.

Интегратор на OУ

Схема интегратора и временные диаграммы приведены на рис. 3.33,а,б. Это схема инвертирующего усилителя на OУ, в которой вместо резистора обратной связи RОС включен интегрирующий конденсатор С. Напряжение на выходе OУ (Uвых) может

изменяться от +Uвых mах до − Uвых mах (+Uвых mах Еп, −Uвых mах − Еп).

При входном напряжении, равном нулю (U y = 0 ), выходное на-

пряжение тоже равно нулю (Uвых = 0), конденсатор С разряжен (UC=0). При подаче отрицательного импульса Ey на выходе OУ появляется положительное напряжение (Uвых > 0), и конденсатор С начинает заряжаться.

208

Если на вход подать положительный импульс Ey, как показано штриховой линией на рис. 3.33,б, то нарастающее напряжение на выходе будет отрицательным (тоже показано штриховой линией).

У реальных OУ параметры отличаются, хоть и немного, от идеальных. Поэтому получить в схеме на рис. 3.33,а γн = 0 невозможно.

ГПН на ОУ

Эталоном высококачественного ГПН на OУ считается схема, приведенная на рис. 3.34,а [3, 8]. Она значительно сложнее рассмотренной схемы интегратора. Эта схема позволяет получить высокостабильные пилообразные импульсы с γн = 0

и даже с γн < 0 (вогнутой формы). Операционный усилитель

в этой схеме охвачен отрицательной (R1, R2) и положительной (R3, R4) обратной связью.

Можно показать, что в такой схеме реализуется эффект отрицательного входного сопротивления по неинвертирующему входу. Это отрицательное сопротивление позволяет компенсировать положительное сопротивление зарядной цепи, являющееся причиной нелинейности (выпуклой формы) пилообразного напряжения.

Резистор R3 и конденсатор С образуют зарядную цепь. На вход этой цепи включен источник постоянного зарядного напряжения EЗ. Как правило, вход зарядной цепи (R3, С) подключают к положительному полюсу источника питания Еп.

Источник постоянного напряжения Е0 на инвертирующем входе позволяет устанавливать на выходе OУ постоянное напряжение нужной величины в начале рабочего хода Uвых(0):

210