Электронные генераторы. Фильтры учебное пособие

новившееся напряжение логического нуля U0вх2 =I0вхR на входе B2 было заведомо меньше граничного Uг:

Uвх0 2 = U 0 = Iвх0 R < Uг.

Формирование импульса. В момент t1 прихода управ-

ляющего импульса Uу потенциал Uвх1.2 уменьшается до логического нуля (рис. 3.17,б), что приводит к закрыванию вентиля B1, и Uвых1 скачком увеличивается до Uвых1 = U1 = 1. Этот скачок напряжения Uвых1 через почти разряженный конденсатор С передается на вход вентиля B2 и приводит к уменьшению напряжения на его выходе до логического нуля (Uвых2 (t1) = U0вых = 0). Этот

171

нуль подтверждает закрытое состояние вентиля B1. С этого момента управляющий импульс уже не нужен, так как ОВ перешел во временно устойчивое состояние. Длительность управляющего импульса tу (tу = t2 − t 1) должна быть не меньше длительности переключения ОВ во временно устойчивое состояние. Это временно устойчивое состояние соответствует полупериоду Т1 МВ− И− НЕ на рис. 3.11. Это состояние продолжается до уменьшения Uвх2 до граничного Uг в момент t3. Исходные величины напряжений UС(0), UС(∞),UС(Т1) на конденсаторе С в точности соответствуют условиям (3.24), (3.25), (3.26). Поэтому время задержки tзад, равное Т1, тоже определяется формулой (3.29):

В1 в режиме холостого хода (см. рис. 3.10,а); K = (R1вых + R)/R. Восстановление. После возвращения в режим ожидания

в момент t3 начинается процесс восстановления напряжения UС на конденсаторе до Uпор (диод считается идеальным). Затем конденсатор С перезаряжается входным током I0вх вентиля B2 до асимптотического уровня U0вх (U0вх = I0вх·R) по экспоненте:

UС (t) = Uвх0 (1 − е− τtв ) ,

где τв = С(R0вх║ R) − постоянная восстановления.

Время восстановления tвос≈ 3С (R0вх║R). Только после восстановления U0вх в момент времени t4 длительность tзад в последующих циклах определяется формулой (3.44). Если следующий импульс Uy поступит на вход раньше времени t4, то длительность импульса задержки будет меньше Т1.

Некоторые разновидности одновибраторов будут рассмотрены далее.

172

3.4.Мультивибраторы на ОУ

Усовременных операционных усилителей (ОУ) коэффици-

ент дифференциального усиления Kд достигает сотен тысяч и более, входное сопротивление Rвх – сотен тысяч килоом, выходное сопротивление Rвых – не более нескольких десятков или сотен ом.

Они весьма близки к идеальным ОУ (у идеальных ОУ Kд= ∞ , Rвх= ∞ , Rвых ≈ 0). Передаточная характеристика идеального ОУ (зависимость выходного напряже-

ния U2 от дифференциального сиг-

нала Uд) приведена на рис. 3.18. Она аналогична передаточным характеристикам интегральных (транзисторных) инверторов и имеет релейный вид. Выходное напряжение U2 имеет два значения: U +2 mах и U – 2 mах.

Переключение ОУ происходит при смене полярности дифференциального сигнала Uд в момент

перехода его через нуль (при Uд = 0). Такой вид передаточной характеристики обусловливает возможность построения мультивибраторов (МВ) и одновибраторов (ОВ) на ОУ.

3.4.1. Схема мультивибратора на ОУ и ее работа

На рис. 3.19,а приведена схема мультивибратора на ОУ (МВ– ОУ), на рис. 3.19,б приведены временные диаграммы напряжений U2, UС(t) (графики 1,2) и дифференциального сигнала

Uд(t) (график 3).

Делитель R1, R2 образует положительную обратную связь с выхода ОУ на неинвертирующий вход 1. Резистор RОС и конденсатор С образуют цепь отрицательной обратной связи с выхода ОУ на инвертирующий вход 2. Примем ОУ идеальным. Выходное напряжение U2 имеет только два значения: +Um и – Um (+Um ≈ +Eп; – Um ≈ – EЭ ). Схема имеет два квазиустойчивых со-

173

стояния: в одном выходное напряжение U2 = +Um, в другом

Рис. 3.19

При этом образуется положительная ОС с коэффициентом обратной связи γ ОС = γ , ускоряющая переключение ОУ. Роль изменяющегося сигнала на входе 1 играет напряжение конденсатора UС (t), которое сравнивается с Uоп. В момент их равенства происходит переключение. Пусть в начальный момент U2 = +Um, а UC = 0 (см. рис. 3.19,б). Емкость С заряжается по экспоненте 1. В момент t1 UC(t) сравняется с Uоп по величине и полярности, но дальше UС будет больше Uоп, т.е. сменится знак Uд, а значит, при Uд = 0 произойдет переключение ОУ и U2 станет равно − Um. Емкость С начнет перезаряжаться по экспоненте 2, и в момент t2 напряжение UС опять сравняется по величине и знаку с Uоп, а затем изменится знак Uд и опять произойдет переключение ОУ при Uд = 0. Так происходит непрерывно. Длительность перезаряда Т1 емкости от +γ Um до

174

– γ Um определяет полупериод Т1 колебаний мультивибратора, который можно вычислить по формуле (3.6), предварительно опреде-

лив UC(0) = +γUm, UC(∞ ) = − Eп, UC(Т1) = − γUm:

При γ = 0,47 Т = 2RОСС, а частота повторения выходных импульсов

Практически (3.47) можно использовать при R1= R2.

При проектировании МВ– ОУ нужно учитывать величины допустимых дифференциального Uд.доп и синфазного Uсф.доп сигналов. Максимальные величины этих сигналов Uд max

не должны превышать допустимых:

Uд max<Uд.доп, Uсф max<Uсф.доп.

Максимальная величина синфазного сигнала получается перед переключением ОУ (моменты t1, t2, t3), когда напряжение на обоих входах (1,2) сравнивается на уровне γ Um :

(Uд = Uоп – UС ) получается после переключения ОУ в моменты t1, t2, t3, когда напряжения на обоих входах (1,2) одинаковые по величине, равные γ Um , но противоположные по знаку:

На рис. 3.19,б изменение дифференциального сигнала Uд (Uд = Uоп – UС) показано пунктиром. Условие (3.49) накладывает ограничения на величину γ сверху:

175

3.4.2. Схема одновибратора на ОУ и ее работа

Схема одновибратора (ОВ) и временные диаграммы приведены на рис. 3.20. Схема ОВ в основном повторяет схему мультивибратора. Чтобы схема имела одно устойчивое состояние, времязадающая емкость С1 зашунтирована диодомограничителем D1. При указанном на рис. 3.20,а включении D1 положительное напряжение UC при перезарядке фиксируется на уровне напряжения Uа1 открытого диода D1 ( ≈ 0,3 … 0,5 В), и в таком состоянии ОВ ожидает прихода внешнего запускающего импульса Uзап. В этом состоянии (интервал 0 … t1) Uоп положительно. Запускающий импульс Uзап, подаваемый на неинвертирующий вход ОУ, должен понизить потенциал этого входа до уровня, меньшего Uа1 на инвертирующем входе, чтобы сигнал Uвх изменил полярность. Значит, Uзап должен быть отрицательным. Импульс Uзап укорачивается до остроконечного Uу при помощи дифференцирующей цепочки С2, R4 и ограничивающего диода D2. В момент t1 импульс Uу проходит на неинвертирующий вход и производит переключение ОУ.

Рис. 3.20

176

После этого в интервале t1… t2 происходит цикл перезарядки емкости С1 от +Uа1 до – γ Um (как в мультивибраторе), длительность которого [3,7]

При R1 = R2

Тзад = 0,7RОСС.

В момент t2 происходит переключение ОУ и перезаряд конденсатора С1 по кривой 1, но положительное напряжение UC(t) фиксируется на уровне Uа1 (близком к нулю), и ОВ переходит в режим ожидания. Чтобы ускорить разряд С1 от – γ Um до Uа1 (восстановление), параллельно RОС включается цепочка R3, D3, причем эффективное ускорение восстановления происходит при R3<<ROC (кривая 2). Если изменить направление включения диодов D1, D3 и D2, то все напряжения (см. рис. 3.20) изменятся на противоположные.

3.5. Интегральные мультивибраторы

Интегральные мультивибраторы (МВ– ИС) целесообразно разделить на несколько разновидностей. Можно выделить интегральные мультивибраторы, схемы которых повторяют, в основном, схемы транзисторных мультивибраторов. Это МВ– ИС более ранних разработок. Назовем их традиционными МВ– ИС. По мере развития ИМС появились более универсальные и более совершенные микросхемы – таймеры, на основе которых создаются разнообразные высокостабильные МВ– ИС. Назовем их таймер-

ными МВ– ИС.

3.5.1. Традиционные МВ–ИС

Это в основном транзисторные варианты с коллекторнобазовыми связями и базовыми времязадающими RC-цепями. Схемотехнические особенности МВ– ИС этого типа обусловлены стремлением разработчиков обеспечить хорошие параметры МВ и высокую надежность. Особенности схем позволяют:

177

1) улучшить форму выходящих импульсов до близкой к прямоугольной. Для этого в МВ– ИС применяют отключающие диоды, как в транзисторных МВ;

2)обеспечить «мягкое» самовозбуждение МВ– ИС (автогенераторов). Для этого используют ненасыщенные транзисторные ключи [1];

3)предотвратить пробой эмиттерного р-n-перехода дрейфовых транзисторов, у которых напряжение пробоя не превы-

шает нескольких вольт (Uпроб ≤ 1…3 В). Для этого между базой и эмиттером включают диод, ограничивающий обратное напряжение между базой и эмиттером на уровне Uпор. Такие диоды в микросхемах логических элементов называют антизвонными.

Рассмотрим кратко схемотехнические особенности на примере микросхемы 218ГГ1, принципиальная схема которой приведена на рис. 3.21,а.

Основу ее составляет схема транзисторного МВ (см., например, рис. 3.4,а). Конденсаторы С1, С2 времязадающих цепей навесные (внешние). Для подключения их к схеме имеются специальные выводы микросхемы (9, 10, 11, 12). Все остальные элементы интегральные. По сравнению со схемой на рис. 3.4,а здесь имеется достаточно много дополнительных элементов, которые предназначены для выполнения указанных ранее улучшений:

1. Цепи D1, R2 и D4, R9. Они предназначены для улучшения формы генерируемых импульсов. Диоды D1, D4 называют отключающими (отсекающими). В моменты t1, t3 (рис. 3.21,б) закрывания транзистора V1 напряжение на разряженном конденсаторе С1 в точке а меньше, чем на коллекторе (точка к) транзистора V1, поэтому диод D1 смещен в обратном направлении (ключ разомкнут) и напряжение UКЭ1 изменяется скачком до максимального значения (сплошная линия), в отличие от напряжения UС в точке а, изменяющегося по экспоненте 2 (штриховая линия). Таким образом диод D1 отключает заряжающийся конденсатор С1 от коллектора транзистора V1. При полностью заряженном конденсаторе С1 ключ (диод D1) замыкается. Заряжа-

178

ется конденсатор С1 от +Eп через резисторы R2, R8 и насыщенный транзистор V2 с постоянной заряда

τз = С1(R2 + R8).

Рис. 3.21

Заряженный в предыдущий полупериод (T2), конденсатор С2 в течение полупериода T1 (T1= t2 – t1) разряжается по параллельным цепям: через R3, R4 (ток i' ) и через резистор R5 и диод D3 в прямом направлении (ток i'') с постоянной разряда τр (диод D2 в это время закрыт):

179

τр = С2((R3 + R4)||R5).

Точно так же в течение второго полупериода T2 диод D4 отключает заряжающийся конденсатор С2 от коллектора транзистора V2.

Отключающие диоды применяются и в транзисторных МВ.

2.Цепь отрицательной нелинейной обратной связи R3, R4, D2. Она обеспечивает режим ненасыщенного ключа на транзисторе V1 [1, 8], т.е. открытый транзистор V1 (в полупериоде T2, когда закрыт транзистор V2) находится вблизи границы активной области и области насыщения с коэффициентом насыщения S ≈ 1. Такой режим применяется и в транзисторных схемах [1, 2]. Однако в настоящее время имеется более эффективный способ предотвращения насыщения – транзисторы Шоттки.

Ненасыщенный режим транзистора V2 (в периоде T1) обеспечивает цепь R6, R7, D5.

3.Цепь R5, D3. Она защищает эмиттерно-базовый р-n-переход транзистора V1 от пробоя. Обратное напряжение

UБЭ1 при разряде конденсатора С2 ограничено прямым напряжением U * диода D3 (U * ≈ 0,7 В) при протекании через него тока разряда i''(на рис. 3.21,б показано сплошной линией). Напряжение на разряжающемся конденсаторе C2 (удерживающем транзистор в режиме отсечки) показано штриховой линией.

Цепь R8, D6 защищает от пробоя эмиттерно-базовый р-n-переход транзистора V2.

Не все дополнительные элементы, рассмотренные выше, включаются в аналогичные микросхемы. Например, в аналогичной ИС К119ГГ2 отсутствуют цепи защиты от пробоя. В этой инте-

гральной схеме Eп = 3В и не превышает напряжения пробоя. Защита от пробоя не нужна.

3.5.2. Таймерные МВ–ИС

Высокостабильные МВ и ОВ можно создавать на базе микроэлектронных многофункциональных таймеров.

Таймерами называют устройства, позволяющие получать точные интервалы времени в широком диапазоне (от долей микросекунд до часов и суток) или последовательности прямоуголь-

180