Электронные генераторы. Фильтры учебное пособие

ных импульсов с очень стабильными частотами, у которых стабильность частоты не менее десятых и сотых долей процента [5].

Многофункциональный интегральный биполярный таймер КР1006ВИ1, выпускаемый серийно нашей промышленностью, по многообразию областей применения сравним с операционным усилителем широкого применения. Он является аналогом широко распространенного за рубежом биполярного таймера серии 555 (например, микросхемы LM555 фирмы National Semiconductor). За рубежом выпускаются также микромощные таймеры на КМОПэлементах, например ICM7555 фирмы MAXIM [13].

В качестве примера рассмотрим один из возможных вариантов мультивибратора на микросхеме КР1006ВИ1 [5, 9]. Схема его приведена на рис. 3.22,а. Структурная схема ИС КР1006ВИ1 обведена штриховой линией.

Рассмотрим кратко принцип работы ИС. В составе микросхемы имеется два высокоточных компаратора.

Компаратором называют устройство для сравнения двух (или нескольких) сигналов (напряжений) по величине. Один из сигналов обычно называют опорным (или эталонным). Момент равенства сигналов фиксируется резким (скачкообразным) изменением сигнала на выходе компаратора от минимального до максимального и наоборот. Функцию компараторов в микро-

В качестве компараторов эффективно применять операционные усилители, у которых Kд ≈ ∞ .

Работа компараторов. На один из входов каждого компаратора подается опорное напряжение: Uоп1 – на инвертирующий вход DA1, Uоп2 – на неинвертирующий вход DA2. Неинвертирующий вход (вывод 6 ИС) DA1 и инвертирующий вход (вывод 2) DA2 являются внешними входами ИС, на которые подаются внешние сигналы Uни, Uин, подлежащие сравнению

с Uоп1 (Uни) или Uоп2 (Uин).

181

Опорные напряжения формируются внутри микросхемы при помощи прецизионного делителя R1, R2, R3, подключенного к полюсу +Eп источника питания ИС (вывод 8). Равенство сопротивлений делителя (R1= R2 = R3 = R) определяет величину пороговых (опорных) напряжений на следующих уровнях:

Uоп1 = 2Eп/3, Uоп2 = Eп /3.

Напряжение Uоп1 называют верхним порогом, Uоп2 – нижним порогом. От стабильности этих порогов во многом зависит стабильность генерируемых сигналов. В зависимости от соотношения сигналов Uни, Uин и пороговых напряжений Uоп1, Uоп2 возможны разные режимы компараторов DA1, DA2 и выхода 3 ИС:

1. Если сигнал Uни на неинвертирующем входе DA1 мень-

ше Uоп1 (Uни ≤ Uоп1), то на выходе DA1 и на входе R асинхронного RS-триггера (DD1) будет низкий уровень сигнала (логический

нуль U0). Триггер DD1 на него не реагирует, сохраняя прежнее состояние (это пассивный сигнал, он соответствует режиму хранения).

2. Если Uни ≥ Uоп1, на выходе DA1 и на входе R триггера появляется высокий уровень сигнала (логическая единица U1), кото-

рый сбрасывает триггер DD1 в нулевое состояние (Q = 0, Q = 1).

Изменение (скачок) выходного сигнала DA1 происходит в момент равенства Uни = Uоп1. Компаратор DA1 называют компаратором верхнего порога.

Аналогично работает компаратор нижнего порога DA2.

3. Если Uин ≤ Uоп2, на выходе DA2 и на входе S триггера DD1 будет высокий потенциал U1 (S = 1), который устанавлива-

ет триггер DD1 в единичное состояние (Q = 1, Q = 0).

4. Если Uин ≥ Uоп2, на выходе DA2 и на входе S устанавливается логический нуль U0 ≈ 0 (S = 0). Это пассивный сигнал. Он соответствует режиму хранения. Триггер сохраняет прежнее состояние (если при этом R = 0). Режим асинхронного RS-триггера, когда R = 0, S = 0, является режимом хранения.

183

Транзистор VT используется для разряда конденсатора (внешнего), и потому его называют разрядным транзистором. Он работает в режиме ключа.

Буферный элемент DD2 выполняет функцию инвертирующего усилителя мощности (точнее, тока). Он увеличивает коэффициент разветвления n. Выходной ток DD2 может достигать 200 мА.

Вообще-то, DD2 управляется парафазными сигналами Q иQ

с обоих выходов триггера [9]. Для упрощения рассмотрения работы ИС выходным сигналом триггера, управляющим элементом

DD2 и транзистором VT, принят инверсный сигнал Q . Именно он часто изображается на схемах в разных источниках, например

вработе [13].

Вмикросхеме имеется вход «Сброс» (вывод 4) для блокировки или разрешения работы микросхемы. Таймер нормально функционирует при высоком уровне сигнала U1 на выводе 4. При низком уровне U0 на выводе 4 триггер DD1 по входу непо-

средственной установки нуля R переключается принудительно

в нулевое состояние (Q = 0, Q = 1) и удерживается в нем.

На выходах 3,7 устанавливаются нулевые уровни сигналов независимо от сигналов компараторов.

Мультивибраторы на таймере

Для получения мультивибратора (МВ– ИС) к таймеру КР1006ВИ1 нужно подключить внешнюю времязадающую RC- цепь. В зависимости от способа подключения внешней RC-цепи можно получить несколько разновидностей МВ– ИС. На рис. 3.22,а приведен один из вариантов (самый простой), в котором внешняя RC-цепь, состоящая из резистора R и конденсатора C, включена между выходом 3 и общим выводом (землей) 1. Напряжение конденсатора UС подается на объединенные выводы 2,6 микросхемы

184

и является внешним управляющим сигналом для обоих компара-

торов: Uни = Uин = UС.

Работа схемы. При включении питания +Eп (вывод 8) UС = 0 (конденсатор C разряжен), т.е. имеет место режим 3 компараторов: UС= Uин ≤ Uоп2. Компаратор DA2 устанавливает по входу S (S = 1) триггер DD1 в единичное состояние: Q = 1,

Q = 0. На выходе 3 устанавливается высокое напряжение

(U3 ≈ Eп). Конденсатор продолжает заряжаться с постоянной заряда τз = RC по экспоненте 1 (рис. 3.22,б). Транзистор VT находится в режиме отсечки (ключ отключен). При заряде конденса-

тора C до уровня Uоп2 (UС = Uин = Uоп2) в момент t1 сигнал на выходе DA2 и на входе S уменьшается (скачком) до логического ну-

ля U0 ≈ 0 (S = 0), но триггер DD1 остаётся в прежнем состоянии

(Q = 1, Q = 0). Конденсатор C продолжает заряжаться по экспо-

ненте 1 в интервале t1≤ t ≤ t2. При этом формируется первый полупериод T1(T1= t2 – t1). Это соответствует режиму 4 компараторов. В момент t2 сигнал Uни = UС сравнивается с Uоп1, на выходе компаратора DA1 и на входе R триггера появляется сигнал высокого уровня U1, который сбрасывает триггер DD1 в нулевое со-

стояние (Q = 0, Q = 1), что ведет к переключению DD2, умень-

шению (скачком) U3 до нуля и включению транзистора (ключа VT) в режим насыщения (ключ замкнут). Это соответствует режиму 1 компараторов.

Конденсатор сразу же начинает разряжаться с постоянной

разряда τр = RC (τр = τз = RC), и UС становится меньше Uоп1. Сигнал на выходе DA1 и на входе R сразу же скачком уменьшается

до логического нуля U0 ≈ 0, но триггер DD1 сохраняет прежнее состояние (Q = 0, Q = 1). Это соответствует режиму 2 компара-

торов. Конденсатор C продолжает разряжаться по экспоненте 2, пока UС не достигнет нижнего порога Uоп2. При этом формируется второй полупериод T2. При разряде конденсатора до уровня Uни = UС ≤ Uоп2 в момент t3 произойдет переключение компа-

185

ратора DA2 и триггера DD1 в состояние Q = 1, Q = 0 (режим

3 компаратора). На выходе 3 появляется высокий уровень напряжения (U3 ≈ Eп), и начинается новый период, все рассмотренные процессы повторяются. И так каждый период.

В интервале Uоп2 ≤ UС ≤ Uоп1 (между порогами) конденсатор либо заряжается (полупериод T1), либо разряжается (полупериод T2). В моменты t1, t2, t3, t4, t5,…, когда UС сравнивается с одним из пороговых напряжений Uоп1, Uоп2, компараторы DA1, DA2 вырабатывают короткие по длительности сигналы S = 1 либо R = 1 (см. рис. 3.22,б). Эти сигналы переключают триггер DD1 и напряжение выхода U3 с заряда конденсатора C на разряд либо с разряда на заряд. Транзистор VT в этой разновидности МВ– ИС не используется.

Период T. В этой разновидности мультивибратора полупериоды T1 и T2 равны, поэтому достаточно найти один из них, например T1, по формуле (3.6). Начальные (UС(0) = Eп / 3), конечные (UС (∞) = Eп) условия и UС (T1) = 2Eп / 3 легко определяются по диаграммам UС на рис. 3.22,б. Подставив их в (3.6), получим:

T = 2T1 = 2T2 = 2RCln2 ≈ 1,4 RC.

Стабильность частоты F в таких мультивибраторах может быть очень высокой. Нестабильность частоты ∆F / F не превышает десятых и сотых долей процента [5].

Одновибратор на таймере

Для получения ОВ на микросхеме КР1006ВИ1 достаточно отключить управляющий вход Uин компаратора нижнего порога DA2 от времязадающего конденсатора C и подать на него внешний управляющий сигнал Uу высокого уровня U1 (U1 > Uоп2 = Eп/3), как показано на рис. 3.23,а. При разряде конденсатора C (после сраба-

тывания компаратора DA1 при Uни = UС ≥ Uоп1 и переключения Q и выхода 3 в нулевое положение (режим 2)) компаратор нижнего

186

порога DA2 не сработает, так как Uин = Uу > Uоп2 и сигнал Uин = Uу не меняется. Конденсатор C разрядится до нуля, и ОВ перейдет

в режим ожидания при U3 = 0, Q = 1, Q = 0 и замкнутом ключе – транзисторе VT1.

Рис. 3.23

Для запуска ОВ надо управляющий сигнал Uу понизить

до логического нуля U0 (точнее, до Uу = Uин < Uоп2 = Eп / 3). В момент t1 (рис. 3.23,б) сигнал Uу уменьшается до нуля, т.е.

выполняется условие Uин ≤ Uоп2 (режим 3), компаратор DA2 срабатывает и переключает триггер DD1 в единичное состоя-

ние (Q = 1, Q = 0), на выходе 3 скачком появляется напряже-

ние U3 ≈ Eп, транзистор VT закрывается (ключ размыкается) и начинается заряд конденсатора по экспоненте 1 (режимы 3, 4), как в МВ (см. рис. 3.22). Начинается полупериод T1, который закончится в момент t2, когда напряжение UС достигнет

верхнего порога Uоп1 (Uни = UС≥ Uоп1 = 2Eп / 3). Тогда сработает компаратор верхнего порога DA1 и переключит триггер DD1 и

транзистор VT1 на разряд (Q =0, Q =1, U3=0).

Длительность разряда конденсатора C определяет время восстановления tвос и готовность одновибратора к следующему запуску.

187

Для резкого сокращения tвос разрядный транзистор VT выводом 7 подключен к времязадающему конденсатору C, что позволяет уменьшить tвос до 50 нс [5]. Разряд конденсатора C теперь будет происходить быстро по кривой 2 до нуля. Если этого не сделать, то разряд C будет происходить медленно по экспоненте 3 и время восстановления tвос будет слишком большим.

Длительность выходного импульса tи (tи = t2 − t1=Т1) находится так же, как и T1, только при других значениях (UС (0) = 0,

UС (T1) = 0):

tи = RC ln 3 ≈ 1,2 RC.

3.6. Блокинг-генераторы

Блокинг-генераторами называют однокаскадные релаксационные генераторы с сильной положительной обратной связью, осуществляемой с помощью импульсного трансформатора. Бло- кинг-генераторы позволяют получать очень короткие (до десятых долей микросекунд) импульсы с большой скважностью (до нескольких тысяч) и большой силой тока (до ампера) от маломощных транзисторов. Блокинг-генераторы, как и мультивибраторы, могут работать в автоколебательном и заторможенном режимах.

3.6.1.Транзисторный блокинг-генератор

вавтоколебательном режиме

Схема и ее работа. Схема транзисторного блокинг-гене- ратора в автоколебательном режиме изображена на рис. 3.24,а. Обратная связь осуществлена через обмотку обратной связи WОС импульсного трансформатора (ИТ). Первичная обмотка W1

включена в цепь коллектора. Положительная обратная связь достигается соответствующим подключением обмотки обратной связи (точками на схеме показаны начала обмоток). Обмотка обратной связи WОС через конденсатор С времязадающей цепи

подключена между базой и эмиттером транзистора (резистор R1 не обязателен). Резистор R времязадающей цепи включен между

188

базой и плюсовым полюсом +Еп. Такой блокинг-генератор на-

зывают блокинг-генератором с положительным смещением.

Иногда резистор R включают между базой и эмиттером. Тогда получается блокинг-генератор с нулевым смещением.

Рабочий цикл состоит из нескольких этапов. Пусть сначала напряжение на конденсаторе UС имеет отрицательную полярность (как указано на схеме). При этом конденсатор С разряжается через обмотку WОС током, протекающим от +Еп через резистор R. По этой цепи конденсатор С стремится перезарядиться до +Еп. Процесс разряда медленный, поэтому можно считать напряжение на WОС равным нулю. Все напряжение UС приложено между базой и эмиттером, значит, UБ = UС , транзистор будет

закрыт (режим отсечки). В базу при этом втекает ток IК0 ( iБ = −IК0 ). Этот ток ускоряет процесс разряда. Когда напряжение на С (а значит, и UБ ) уменьшится до нуля, а потом конден-

Рис. 3.24

Прямой блокинг-процесс. В момент t1 приоткрывания транзистора появляется ток iК, протекающий и по обмотке W1.

189

Напряжение UКЭ уменьшается, и к обмотке W1 прикладывается напряжение (Eп – UКЭ). При этом в обмотке WОС наводится напряжение UОС с положительной полярностью, способствующей

дальнейшему увеличению тока iБ и форсированному отпиранию транзистора. Процесс развивается лавинообразно, и благодаря сильной обратной связи происходит очень быстрое открывание транзистора до насыщения в момент t2 . Для развития лавинооб-

разного регенеративного процесса (для выполнения условия KγОС = 1) необходимо выполнение условия

При насыщении транзистор теряет усилительные свойства и обратная связь разрывается. Напряжение UКЭ уменьшается от EП почти до нуля, при этом формируется отрицательный

фронт напряжения на коллекторе tф− . Ток коллектора при этом достигает максимальной величины

где Rн', rБ' – приведенные к коллекторной обмотке W1 сопротивления нагрузки Rн и базы rБ . После момента времени t2 начинается этап формирования вершины импульса.

Формирование вершины импульса. После момента t2

все напряжение EП приложено к обмотке W1 , в которой происходит нарастание тока намагничивания, а в сердечнике ИТ на-

190