Проектирование радиоприемных устройств. Под ред. Сиверса А.П. 1976г

линии выше и ниже кривой slh = оо и в то же время на кривь с одинаковой величиной отношения slh, определяют соответствую, щие такому расположению значения (ш/Л)г и (s/'/i), всех звеньев проектируемого ППФ. Используя эти данные, по графику рис. 4.29, б находим величину еэ(П звеньев и рассчитываем далее длины отрезков /г = Хо/4 ]/е8и). На этом проектирование топо­

логической схемы ППФ заканчивается.

Рассмотренная частотная ха­ рактеристика рабочего затуха­ ния фильтра (рис. 4.28) обус­ ■fl ловлена частотной зависимо­ стью коэффициента отражения от фильтра, т. е. рассогласова­ нием его входного импеданса о подводящей линией. Эта харак­ теристика не учитывает наличия активных потерь в фильтре (по­ терь рассеяния), связанных с

ППФ приемлемое затухание в полосе пропускания (3—5 дБ) мож­ но получить только при п = 2 и Ппр//0> 5% [12]. Другими сло­ вами, при использовании микрополосковых резонаторов потери в

гих случаях добротности резонаторов фильтра можно считать оди­

192

Потери рассеяния фильтра на границах полосы пропускания при­

Таким образом, суммарное затухание фильтра на границах по­ лосы пропускания равно

Для расчета потерь Lo необходимо предварительно найти соб­ ственную ненагруженную добротность одиночного резонатора филь­ тра Qo, которая для полосковых и микрополосковых устройств опре­

в проводниках, диэлектрических потерь в диэлектрике линий и по­ терь на излучение с разомкнутого конца линии.

Добротность Сп резонатора, выполненного на отрезке линии пе­

где частота f выражена в гигагерцах.

Добротность, определяемая диэлектрическими потерями, рас­ считывается по приближенному соотношению Сд » 1/ tg б, гДе tg 6 характеризует потери в диэлектрике резонатора. Тогда доброт­ ность резонатора, обусловленная поглощением энергии в нем, равна

Потери на излучение с разомкнутого конца линии можно учесть, введя специальный коэффициент снижения добротности из-за излу­ чения гр В этом случае

Для резонаторов на разомкнутых отрезках несимметричной полосковой линии [141

где h—толщина подложки; X—длина волны в воздухе; W— волновое сопротивление линии одиночного резонатора. Формула справедлива при условии (ЬЛ)Уе— 1 <^0,25. Для микрополосковых резонаторов, имеющих е « 10, W « 50 Ом, в диапазоне сан­ тиметровых волн (k = 1 ... 10 см) величина г] ~ 0,5 ... 0,9.

Пример 4.9. Требуется спроектировать микрополосковый ППф на одинаковых связанных линиях и рассчитать его затухание в по­ лосе пропускания.

Исходные данные', средняя частота полосы пропускания /0 == = 9 ГГц; полоса пропускания Ппр = 0,6 ГГц по уровню затухания

,Расчет.

1.Выбираем чебышевскую аппроксимацию частотной характе­ ристики, поскольку она обеспечивает более крутые склоны при меньшем числе звеньев фильтра по сравнению с максимально плос­ кой характеристикой. Следовательно, и суммарное затухание в по­

лосе пропускания будет тоже наименьшим, что весьма важно для микрополосковых фильтров, активные потери которых относитель­ но Еелики.

2. По формуле (4.80) определяем необходимое число элементов прототипной схемы ФНЧ

пarch 1/(100—1)/(1,26—Т) =209

Полученный результат округляем до ближайшего целого п — 2 (два полуволновых резонатора). Следовательно, необходимое число

= 0,105/]/0,105 • 1.822 = 0,24; А2 = 0,105/]/1,822 - 0,685 = 0,0936; А3 = 0,105/]/0,685 • 0,279 = 0,24.

194

одинаковых между собой крайних звеньев фильтра, полагая резо­ натор несвязанным.

Вычисляем по формулам (3.56) и (3.58а)

еэ = 0,5 [ 1 + 9,6 + (9,6— 1 )/У1 + 10-0,5/0,445}« 6,53,

W = 314/1/9,6 (1 + 0,89) = 53,5 Ом •

и, используя данные табл. 3.5, по формуле (4.90), находим доброт­ ность резонатора, обусловленную потерями проводимости:

Qn = 0,445-10-8-53,5 Vip3 • 1/5,8-10/9/6 = 232.

д|

в примере 4.9.

Учитывая, что tg б = 10~4, получаем по формуле (4.91) фпд « Qn =•

— 232. По формуле (4.94) находим значение коэффициента

а по формуле (4.93) рассчитываем ненагруженную добротность ре­ зонатора Qe = 0,804 • 232 = 187.

Теперь можно по формуле (4.86) определить потери рассеяния в середине полосы пропускания

£0 = 4,34 - 9 (1,822 + 0,685)/0,6 • 187 = 0,87 дБ.

Потери рассеяния на границах полосы пропускания найдем по формуле (4.87), полагая в ней численный коэффициент равным 2,5. Тогда £огр = 2,5 • 0,87 = 2,18 дБ. Суммарное затухание фильтра на границах полосы пропускания согласно формуле (4.88) равно Asrp = 1 + 2,18 = 3,18 дБ.

Микроминиатюрные узкополосные ППФ и ПЗФ для СВЧ ИС удается создать, если в качестве резонатора использовать не отре­ зок линии передачи, а ферритовый образец из монокристалла железо-^

196

Л

иттриевого граната (ЖИГ) в виде обычно весьма малой хорошо отпо­ лированной сферы [7, И]. Такие фильтры называют ферритовыми. Сфера ЖИГ, помещенная в магнитное поле, в котором СВЧ поле и внешнее поле от электромагнита взаимно перпендикулярны, в си­ лу физических свойств ферритов резонирует на частоте ферромаг­ нитного резонанса 111, 15], равной в мегагерцах

няя величину внешнего поля Яо, можно легко и в широких пределах перестраивать резонансную частоту по линейному закону, что прак­ тически очень удобно. ЖИГ резонатор из-за весьма малых собствен­ ных потерь в феррите обладает высокой ненагруженной доброт­ ностью Qq — 1000 ... 10 000 вплоть до коротких миллиметровых волн, но при условии весьма совершенной полировки поверхности сферы.

Связи ЖИГ резонатора с подводящими линиями могут быть реа­ лизованы согласно рис. 4.32, а. Сфера ЖИГ размещается в центре двух ортогонально расположенных петель связи, плоскость которых совпадает с направлением поля Яо. При Яо = 0 связь между вхо­ дом и выходом фильтра почти отсутствует из-за ортогональности взаимного расположения петель связи. При наличии поля Яо бла­ годаря ферромагнитному резонансу в сфере ЖИГ через нее проис­ ходит передача электромагнитной энергии от входа к выходу, не­ смотря на ортогональность петель. В полосковом и микрополосковом ферритовых фильтрах (рис. 4.32, б) петли связи образованы тон­ кими металлическими полосками, один конец которых припаян к подводящей линии, а второй — к разомкнутому четвертьволново­ му отрезку, через малое входное сопротивление которого петля ока­ зывается соединенной по СВЧ с заземленной пластиной линии.

Ферритовый резонатор и фильтр рассчитывают на основе нена­ груженной Qo, внешней QBB и нагруженной QB добротностей резо­ натора.

Для ЖИГ резонатора в форме сферы ненагруженная добротность

ширина линии ферромагнитного резонанса сферы. У монокристал­ лов железо-иттриевого граната в зависимости от внутренней струк­ туры и качества обработки поверхности величина этих параметров лежит в пределах: ДЯ — 20 ... 40 А/м, при этом/Ио = 1,4 • 105 А/м; ДЯ = 40 ... 80 А/м, при этом /Ио = (1,4 ... 0,08) • 10б А/м. Требуе­ мая величина Я(| определяется по формуле (4.95).

Внешние добротности ЖИГ резонатора QBHi и QBH2, обусловлен­ ные внешней нагрузкой каждой петли связи, равны [11]

<4-97’

197

Величины L32, Пз и Ппр должны быть заданы, причем полоса про­ пускания Ппр должна быть задана по уровню затухания Гп « & 1 дБ. Рассчитанное значение п округляют до ближайшего це­ лого и определяют требуемую внешнюю добротность ЖИГ резона­ тора Qbho 53 Qbhx Qbh2 по формуле

Рис. 4 33. Зависимость внешней добротности ЖИГ резонатора (рис. 4.32, б), рассчитанной по формуле

(4.97), от величины радиусов сферы гСф и петли г:

Расчет для f0 - 9375 МГц, /?н — W7 — 50 Ом, ширины лен­ точного проводника петли 0,4 мм и Ьсв, определяемой по формуле (3.71).

где Гз2—в децибелах. Уточняют полосу пропускания Ппр по

Используя рассчитанную по формуле (4.101) добротность QBHW можно с помощью рис. 4.33 определить необходимые величины *ра диусов сферы и петель связи.

Потери рассеяния рассчитываемого ППФ в середине полосы про- оускания равны

Суммарное затухание ППФ на границах полосы пропускания' рассчитывается по формуле (4.88), где Ln — 1 дБ. Практически потери рассеяния Lo получаются больше значения, рассчитанного по формуле (4.103), вследствие того, что реальная добротность Q» оказывается меньше расчетной величины по формуле (4.96) из-за потерь рассеяния в элементах крепления ферритовой сферы и петляя связи резонатора с подводящими линиями.

В практических конструкциях ферритовых фильтров с различ­ ным числом резонаторов (от 2 до 4) получено: Ьй = 2 ... 5 дБ, Ппр =» *= 20 30 МГц, диапазон электрической перестройки резонансной Частоты (магнитным полем) (/0 тах ... /0 тшУ/о тш = 0,5 ,,, 3, за- Ъ-^ание в полосе заграждения 40—80 дБ,

199

Пример 4.10. Требуется рассчитать микрополосковый ферри­ товый ППФ на ЖИГ резонаторах с петлевой связью (рис. 4.32).

= 20 дБ, волновое сопротивление микрополосковых линий, соеди­ ненных с петлями связи, W — /?н = 50 Ом.

Расчет.

1. По формуле (4.95) рассчитываем требуемую напряженность внешнего магнитного поля 7/0 = 9375/3,51 • 10-2 — 2,67 • 105 А/м.

2.Для ферритовой сферы выбираем монокристалл ЖИГ с ДЯ =

=40 А/м и Й4О = 1,4- 106 А/м и по формуле (4.96) определяем не-

нагруженную добротность ЖИГ резонатора Qo = (2,67 • 106 —

—1,4 • 10й/3)/40 = 5500.

3.Необходимое число резонаторов фильтра находим по формуле (4.100): п = (20 + 6)/20 lg (100/20) = 1,86.

Округляем до ближайшего целого и принимаем п — 2.

4.Требуемая внешняя добротность ЖИГ резонатора, обуслов­

ленная каждой петлей связи, согласно (4.101)

.ФвнО 9375 ant lg 22±£=419.

10020-2

5.Из рис. 4.33 по верхней кривой для QBH0 = QBH12 = 419 находим, что требуемый радиус сферы гсф = 0,54 мм и, следователь­ но, требуемый радиус петли связи в этом случае равен г = Згсф =

=1,62 мм.

Таким образом, определены необходимые исходные данные для

конструирования ЖИГ резонаторов и петель связи, выполненных из ленточного проводника шириной 0,4 мм.

6. По формуле (4.102) уточняем полосу пропускания двухрезо­

8. Полагаем потери рассеяния на границах полосы пропуска­ ния согласно формуле (4.87) равными Lnrp = 2,5LO = 1,65 дБ. Тогда суммарное затухание фильтра на границах полосы пропуска­ ния [формула (4.88)1 L2rp = 1 + 1,65 = 2,65 дБ,

Устройства защиты приемника

Защиту диодов входного каскада радиолокационного приемника от перегрузки и повреждения СВЧ сигналами (от собственного пе­ редатчика РЛС или от внешних источников помех) в полосе рабочих частот, как уже указывалось, обычно осуществляют разрядниками защиты приемника (РЗП) и ограничителями СВЧ мощности на полупроводниковых диодах.

РЗП является газоразрядным прибором СВЧ и представляет собой газонаполненный полосно-пропускающий фильтр, в котором

200

при увеличении уровня мощности, начиная с некоторого порогово­ го значения, называемого мощностью зажигания, возникает разряд. Последний вносит большое затухание для сигнала высокого уровня мощности (до 50—60 дБ), что и обеспечивает защиту входного кас­ када. Для получения требуемых защитных параметров в РЗП имеется специальный электрод вспомогательного разряда, к ко­ торому подводят постоянное напряжение 600 ... 800 В. Тот вспомогательного разряда составляет обычно 50 ... 100 мкА. Прп отсутствии этого напряжения, т, е. в условиях, когда аппаратур?.

Рис. 4.34. Широкополосные РЗП сантиметровых и миллиметровых диапазонов волн.

выключена, защитные свойства РЗП существенно ухудшаются. В настоящее время разрабатываются РЗП, в которых для создания начальной концентрации свободных электронов в разрядном проме­ жутке вместо электрода вспомогательного разряда используют малый источник радиоактивного излучения, направленного в сто­ рону разрядного промежутка. Такие РЗП не требуют никаких ис­ точников питания и имеют большую долговечность.

РЗП сантиметровых и миллиметровых волн обычно представляют собой волноводные конструкции (рис. 4.34). Поэтому к полосковым и микрополосковым СВЧ устройствам их подключают с помощью волноводно-полосковых и волноводно-микрополосковых переходов, конструктивно осуществляющих согласованный (с малым КСВ) переход от волновода к полосковой или микрополосковой линии Передачи [7, 13, 201.

РЗП описываются двумя группами параметров: параметрами низкого уровня мощности, характеризующими свойства РЗП в ре­ жиме приема слабых сигналов (СВЧ разряда нет), и параметрами высокого уровня мощности, характеризующими его защитные и не­ которые другие свойства при воздействии на него мощных импуль­ сов СВЧ (происходит СВЧ разряд). К параметрам низкого уров­ ня мощности относятся: полоса рабочих частот Праб = /юах—

—/т1п, выраженная в процентах по отношению к средней частоте

рабочего диапазона частот Праб//0%; потери в режиме приема Lnp 'дБ] и коэффициент стоячей волны (КСВ). Основными параметрами

высокого уровня мощности являются: максимально допустимая им-

201