Проектирование радиоприемных устройств. Под ред. Сиверса А.П. 1976г

7. Поправочный коэффициент 6С, учитывающий потери в кон­

формуле (5.100) определяем динамическую добротность диода Q =

=ММс = 73,4/2 • 9,375 = 3,91.

8.Для полученных данных по формулам (5.103) и (5.102) вы­

...... ’|+(1-^)^-1-644<215дб>’

при этом полагаем, что физическая температура диода равна нор­ мальной температуре окружающей среды, т. е. Тд = Т» = 290 К. Рассчитанное значение Л/Пу ,,I)D удовлетворяет требуемому N„y

<2,2 дБ.

9.Определим значение холостой частоты /х. Чтобы получить

максимально возможную полосу пропускания ДПУ, не применяя специальных элементов для ее расширения, и упростить топологиче­ скую схему ДПУ, в качестве холостого контура используем последо­ вательный контур, образованный емкостью Сп и индуктивностью вводов Lnm диода. Цепь тока холостой частоты замкнем разомк­ нутым четвертьволновым шлейфом, подключаемым параллельно диоду (рис. 5.32) и имеющим входное сопротивление, близкое

кнулю. В этом случае на холостой контур не влияют цепи сигнала

инакачки, а также емкость корпуса диода Скон. Резонансная ча­ стота этого контура равна частоте последовательного резонанса

=36 ГГц.

11.Расчет коэффициента шума ДПУ по формуле (5.101) с полу­ ченным значением/дает практически ту же величину Мпу = 2,16дБ, что и при оптимальном отношении частот Л„п,.. Этот результат обус­

ловлен тем, что в нашем примере значения А и Лопт весьма близки,

акривая зависимости Nay (А) имеет тупой минимум.

12.Теперь можно по формуле (5.99) определить «холодный»

КСВ сигнальной цепи ДПУ (в плоскости аа на рис. 5.32), кото­ рый требуется обеспечить для получения заданного резонансного усиления:

р,_/«2+‘ / МД _|\_5.9.

1/45,7 -I \ 2,84 /

Отсюда находим требуемое сопротивление источника сигнала /?р приведенное к зажимам нелинейной емкости в последовательной эквивалентной схеме рис, 5.28, б; = p/D00 в = 5,9 • 4,9 = 29 Ом.

262

Рассчитанные значения рь обеспечивают подбором согласую­ щих (трансформирующих) элементов сигнальной цепи ДПУ, что

имеет простейшую структуру и реализуется на сосредоточенных элементах диода и четвертьволновом разомкнутом шлейфе, можно ожидать достаточно хорошее включение емкости в контур и принять твкл х ~ Сигнальный контур (рис. 5.32) имеет более сложную структуру, так как наряду с элементами холостого контура вклю­

Для частоты /|1ак = 36 ГГц интерполяцией значений коэффи­ циента kBaK находим &на[! = 2,15 и по формуле (5.98а) определяем мощность накачки, которую необходимо подвести к ДПУ: Рняк =

— 2,15 ■ 24,1 « 52 мВт.

15. Для упрощения тракта накачки (изъятием из него ППФ) и уменьшения тем самым его потерь, что существенно для частоты накачки /НаК = 36 ГГц, лежащей в диапазоне миллиметровых волн, целесообразно применить генератор накачки с волноводным выво­ дом СВЧ энергии. На рис. 5.32 показан принцип построения од­ ного из возможных вариантов волноводно-микрополоскового пе­ рехода для связи такого генератора накачки с микрополосковой платой. Согласование этого перехода осуществляют подбором

зить потери проводимости шлейфа и, следовательно, холостого кон­ тура и обеспечить низкое-входное сопротивление шлейфа в широкой полосе частот.

Волновое сопротивление МПЛ цепи сигнала выбираем равным стандартному значению U70 = 50 Ом, заданному для плеч цирку­ лятора. Шлейф 12, являющийся на частоте сигнала реактивным (из-за запредельности волновода накачки), как и настроечный шлейф

263

llt влияет на резонансную частоту и «холодный» КСВ контура сиг­

моздок и поэтому здесь не приводится. Подбором расстояния между шлейфом 5 и диодом улучшают согласование цепи накачки.

Режекторный фильтр в цепи подачи смещения построен на вы­ сокоомных (W = 90 Ом) и разомкнутых низкоомных (W = .20 Ом) отрезках МПЛ длиной Ас/4. Поэтому его входное сопротивление со стороны цепи сигнала велико по сравнению с W = 50 Ом.

Необходимые размеры отрезков МПЛ при указанных волновых сопротивлениях рассчитываются по формулам § 3.4 с учетом влия­ ния концевой емкости разомкнутого конца аналогично примерам расчета 3.6, 3.7, 3.8, 4.9 и 4.11.

Одноконтурный ППУ (ОПУ)

В ОПУ частоты /х и /с близки (/х « /с) и зеркально симме­ тричны относительно частоты faaK/2, а контур сигнала одновремен­ но является также и холостым контуром. Поэтому здесь активное сопротивление нагрузки холостого контура то же, что и в сигналь­ ном. Последнее обстоятельство делает параметры и свойства ОПУ существенно отличными от ДПУ. На с. 247 уже указывалось, что из-за искажения спектра усиливаемого сигнала, свойственного ОПУ, последний применяют в основном в двухполосном режиме приема шумового сигнала, поступающего в усилитель одновременно па двух частотах: /с и /х. В однополосном режиме приема (сигнал поступает в усилитель и потребляется от него только на одной ча­

валентных схем ОПУ, если на рис. 5.28, а цепь wx исключить, поскольку она вырождается в цепь w0. По этой причине ОПУ на­ зывают также вырожденным ППУ в отличие от ДПУ, являющего­ ся невырожденным усилителем.

Требуемая величина «холодного» КСВ входа ОПУ при резонансе (значение Rt на схеме рис. 5.28, б), при котором обеспечивается за­

^piy(Q—О

264

Влияние потерь реального циркулятора на коэффициент шума ОПУ учитывают с помощью формулы (5.104).

Относительная полоса пропускания ОПУ в двухполосном режи­

ме приема при большом резонансном усилении (V/fpny >> 1) и простейшей колебательной системе, не содержащей элементов для

где Ппу — полоса пропускания по уровню 3 дБ; твкл — коэффи­ циент включения емкости диода в контур.

Конструкции и топологические схемы ОПУ аналогичны ДПУ, но проще последних, так как не содержат холостого контура [19, 20]. По этой же причине коэффициент включения /т?вкл и, следо­

характеристики (резонансный коэффициент усиления по мощности Крпу, полоса пропускания Ппу, средняя (резонансная) частота /с0 полосы пропускания, коэффициент шума с учетом потерь в цирку­ ляторе Упуц) могут значительно изменяться при воздействии раз­ личных дестабилизирующих факторов: изменении окружающей температуры ZOnp, напряжения смещения Uo, частоты /„ак и мощ­ ности Рнак накачки, импедансов источника сигнала и циркулятора. При этом изменяются сопротивление источника сигнала на за­ жимах диода Rt, сопротивление потерь диода гпос, постоянная со­ ставляющая его емкости Со и происходит расстройка контуров ППУ. Наиболее критичными параметрами ППУ являются Крпу,

Ппу И /с0.

Нестабильность усиления ППУ, определяемая в виде&Кр ау/Кр пу (&КрПу—изменение Кр пу при воздействии дестабилизирующего фактора), зависит от значений Крпу и динамической добротности

диода Q и уменьшается при уменьшении Крпу и увеличении Q. Следовательно, по мере укорочения рабочей длины волны (т. е.

уменьшения Q) нестабильность усиления при одном и том же Крпу возрастает [17]. Другими словами, для наиболее коротковол­ новых ППУ допустимые дестабилизирующие воздействия при одной и той же нестабильности усиления являются наименьшими.

При малом изменении мощности накачки Ряа„ (ДРааи/Рвак —* единицы процентов) нестабильность усиления в ППУ с простой ко­ лебательной системой (без элементов для расширения полосы про­ пускания) при У/(р пу >> 1 можно оценить по формуле

265

Например, при /СРпу = 17 дБ (УКрпу = 7,07) и &Paatt/Pn3K ~

обычно обеспечивают Д^окр < 5° С; ^Раак/Раак< 5%, Д/нак//нак < <0,1%, как правило, путем термостабилизации ППУ с циркуля­ тором, генератора накачки и жесткой стабилизацией питающих напряжений. В некоторых случаях для повышения стабильности характеристик целесообразно использовать двухили трехкас­ кадные схемы ППУ с малым усилением в каждом каскаде 117, 19].

Генераторы накачки (ГН)

В качестве ГН используют обычно такие же приборы и устрой­ ства, что и для гетеродинов сантиметровых и миллиметровых волн, но с повышенными выходной мощностью Дна к и стабильностью этой мощности и частоты /на[!. Высокая стабильность Рнак и /нак при климатических и механических воздействиях и в течение срока

проводниковые ГН: на диодах Ганна (генераторы Ганна) и лавинно­ пролетных диодах, транзисторно-варакторные генераторы 1141. Такие ГН работают от миниатюрных низковольтных источников питания, отличаются экономичностью питания, большой долго­ вечностью и позволяют создать полностью полупроводниковые миниатюрные интегральные ППУ подобно изображенному на рис. 5.31, б.

5.5. МЕТОДЫ ПОДАВЛЕНИЯ ВЫХОДНЫХ ШУМОВ ЗЕРКАЛЬНОЙ ЧАСТОТЫ МАЛОШУМЯЩИХ УСИЛИТЕЛЕЙ СВЧ

Из определения коэффициента шума М четырехполюсника следует, что шумы зеркального канала * в режиме однополосного приема увеличивают /V, поскольку мощность этих шумов попадает на выход смесителя (приемника) и не может быть отнесена к мощ­ ности шумов источника сигнала. При использовании широкополос­ ного МШУ перед смесителем зеркальные шумы значительно (при­ мерно на 3 дБ) ухудшают общий коэффициент шума, так как их мощность в этом случае равна приблизительно половине общей мощности шумов на выходе приемника. Поэтому во всех случаях применения широкополосного МШУ принимают мерь, по подавле­ нию зеркальных шумов на его выходе [17].

Простейшим и часто используемым методом решения этой зада­ чи является использование на выходе МШУ фильтра того или ино­ го типа (см. § 4.4), затухание которого в полосе частот сигнала мало (La < 1 ... 1,5 дБ), а в полосе частот зеркального канала велико

Для краткости назовем их зеркальными шумами.

266

(La >13 ... 15 дБ}. Полоса перехода (см. рис. 4.28) фильтра между этими значениями £п и £3 должна удовлетворять соотношению

где/п. Пп—промежуточная частота (ПЧ) и полоса пропускания УПЧ, Д/д с — диапазон рабочих частот сигнала. При использова­ нии обычных значений ПЧ /п — 30 ... 60 МГц необходимая полоса перехода П„ер во многих случаях оказывается настолько узкой, что создать такой фильтр на СВЧ весьма трудно или нецелесообразно вследствие его громоздкости и больших потерь L„.

При другом методе подавления зеркальных шумов, свободном от ограничений первого, но более сложном, используют двойное преобразование частоты. При этом первая ПЧ выбирается до­ статочно высокой, чтобы полоса рабочих частот зеркального канала оказалась за пределами полосы усиления МШУ.

При третьем методе подавления зеркальных шумов применяют схему фазового подавления зеркального канала, описанную в § 7.6 [21, 24]. Вэтой схеме используют для преобразования сигнала не один, а два смесителя, к которым мощности сигнала Рс/2 и гете­ родина Рг/2 подводят с определенным фазовым сдвигом. Выходные сигналы ПЧ смесителей суммируют в специальном сумматоре ПЧ. В последнем сигналы ПЧ, поступающие из смесителей и обусловлен­ ные СВЧ сигналом зеркальной частоты, подавляются из-за полу­ чающейся противоположности их фаз независимо от величины ПЧ. Этот метод может обеспечить подавление зеркального канала более чем на 20 дБ в широкой полосе частот сигнала (10—40%). Вследствие широкополосное™ устройства фазового подавления зер­ кального канала и отсутствия ограничений на используемую вели­ чину ПЧ описанный метод может оказаться предпочтительным во многих случаях применения МШУ.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1.Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и интеграль­ ным схемам. Под ред. Н. Н. Горюнова, М., «Энергия», 1972. Авт.: Н. Н. Го­ рюнов, А. Ю. Клейман, Н. Н. Комков и др.

2.Радиоприемные устройства. Под ред. В. И. Сифорова. М., «Сов. радио», 1974. Авт.: И. Н. Амиантов, Ю. Н. Антонов-Антипов, В. Г1. Васильев и др.

3.Щуцкой К. А. Резонансные усилители на полевых транзисторах. — «Радиотехника», 1972, т. 27, № 7.

4.Гозлииг В. Применение полевых транзисторов. Пер с англ. М., «Энер­ гия», 1970.

5.Келлер. Линейные интегральные схемы. Ч. 3. Работа дифференциаль­ ного усилителя. — «Электроника», 1967, № 19.

6.Музыка 3. Н., Пустоваров В. Е., Синицкий В. Г. Расчет высокочас­ тотных каскадов радиоприемных устройств на транзисторах. М., «Энергия»,

7.Расчет радиоприемников. Под ред. Н. В. Боброва, М., Воениздат, 1971. Авт: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, И. В. Мичурин и др.

8.Радиотехнические схемы на транзисторах и туннельных диодах. Подед. Р, А. Валитова. М., «Связь», 1972. Авт.: Г. П. Балан и др.

267

9.Шило В. Л. Линейные интегральные схемы. М., «Сов. радио», 1974.

10.Радиоприемные устройства. Под ред. Н. В. Боброва. М., «Сов. ра. дио», 1971. Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин и др.

11.Куликовский А. А. Линейные каскады радиоприемников. М., Госэнергоиздат, 1958.

12.Крохин В. В. Элементы радиоприемных устройств СВЧ. М., «Сов.

13.Смогнлев К- А., Вознесенский И. В., Филиппов Л. А. Радиоприем­ ники СВЧ. М., Военнздат, 1967.

14.Руденко В. М., Халяпнн Д. Б., Магнушевский В. Р. Малошумящие входные цепи СВЧ приемных устройств. М., «Связь», 1971.

15.Барулин Л. Г. Резонансные усилители на транзисторах М., «Связь», I

17.Клич С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных приii емников. М., «Сов. радио», 1973.

18.Малорацкнн Л. Г., Микроминиатюризация элементов и устройств 1

22.Диоды и тиристоры. Под ред. А. А. Чернышева. М., «Энергия», 1975. Авт.: А. А. Чернышев, В. И. Иванов, В. Д. Галахов н др.

23.Alpha Microwave diodes. — «Microwaves», 1972, № 4, 10.

24.Немлихер Ю. А., Струков И. А., Эткни В. С. Построение схем диод­ ных СВЧ преобразователей частоты с фазовым подавлением зеркального ка- >

нала. — В кн.: Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Под ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 14. М., «Связь», 1974, с. 49—58.

6

УСИЛИТЕЛИ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ

6.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Усилители промежуточной частоты, используемые в радиопри- | емных устройствах, можно классифицировать по ряду признаков. | По величине относительной ширины полосы пропускания их | подразделяют на узкополосные и широкополосные. УПЧ с отно- | сительной полосой пропускания, не превышающей 0,05, условно j

считают узкополосными, а с большей относительной полосой —•

268

стью. В УПЧ с распределенной избирательностью функции усиле­ ния и избирательности обеспечиваются в каждом каскаде. При этом резонансные контуры, создающие требуемую избирательность, одновременно определяют также и усиление тракта.

Равномерное распределение избирательности вдоль тракта при­ водит к тому, что каждый каскад имеет в среднем невысокую изби­ рательность, поэтому воздействию помех мешающих станций под­ вергается не только 1-й каскад усиления, но и последующие каска­ ды. В результате возможно появление перекрестных искажений в нескольких каскадах усиления, что снижает помехоустойчивость приемника. Это является одним из существенных недостатков дан­ ного метода конструирования.

В усилителях с сосредоточенной избирательностью необходимая избирательность обычно создается системой, включенной между преобразователем и УПЧ или после 1-го каскада УПЧ, а требуемое усиление — последующими за ним апериодическими или слабоиз­ бирательными каскадами. Системой избирательности могут быть многозвенные LC-фильтры, а также пьезоэлектрические или квар­ цевые фильтры, отличающиеся высоким коэффициентом прямоугольиости частотной характеристики.

По числу резонансных контуров в каждом каскаде усилители

сраспределенной избирательностью подразделяют на одноконтур­ ные и двухконтурные. В одноконтурных усилителях все контуры могут быть настроены на номинальную промежуточную частоту (настроенный УПЧ) или иметь соответствующую расстройку (УПЧ

спопарно расстроенными каскадами или с каскадами, настроенными на три частоты). В двухконтурных усилителях избирательность обеспечивается полосовым фильтром, образованным системой двух связанных контуров. В ряде случаев находят применение усилите­ ли с чередующимися одноконтурными и двухконтурными каска­ дами (смешанная схема).

По режиму работы каскадов УПЧ различают усилители в ре­ жиме максимального усиления и в режиме фиксированного усиле­

ния. Первый режим применяют тогда, когда внутренняя обратная связь не оказывает заметного влияния на характеристики УПЧ и когда возможное избыточное усиление не превышает допустимой нормы. Второй режим используют, когда величина коэффициента усиления ограничена либо из соображений устойчивости, либо из-за недопустимости большого избыточного усиления.

По способу включения транзисторов УПЧ можно классифици­ ровать на усилители с общим эмиттером и с каскодным соединением Двух транзисторов. Основным способом включения транзисторов в УПЧ является схема с ОЭ обладающая большими усилительны­ ми возможностями, чем схема с ОБ, из-за большей величины вход­ ного сопротивления. Однако в УПЧ с ОЭ не всегда удается обеспе­ чить устойчивую работу из-за влияния внутренней обратной связи. Практически это означает, что рассчитанный коэффициент усиления одного каскада превышает устойчивый коэффициент усиления.

269

В этом случае применяют различные способы повышения устой­ чивости. Если коэффициент усиления каскада незначительно (не более чем в 2 раза) превышает устойчивый, обычно используют пас­ сивный способ, заключающийся в уменьшении коэффициента уси­ ления каскада до устойчивого. В противном случае целесообразно

Рис. 6.1. Принципиальные схемы каскадов УПЧ:

дов УПЧ включают в себя дополнительные элементы, предназна­ ченные для обеспечения режима питания транзисторов, их темпера­ турной стабилизации, устранения цепей паразитной связи, обеспе­ чения между каскадных соединений и т, п. (рис, 6.1),

-Jfe

270

6.2. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЕЙ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ С РАСПРЕДЕЛЕННОЙ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТЬЮ

Исходные данные для расчета усилителей промежуточной ча­ стоты получают из предварительного расчета приемника. К ним относятся:

—номинальное значение промежуточной частоты /п;

—коэффициент усиления по напряжению всего УПЧ (с учетом транзисторного преобразователя частоты, если такой используют)

•^Опт’

— полоса пропускания частот всего усилителя П;

—избирательность усилителя, характеризуемая коэффициен­ тами прямоугольное™ 6Ц(М, £п001, kB0Wi,

—параметры нагрузки УПЧ gH, Сн.

Выбор типа транзисторов и способа их включения

Наиболее часто для усилителей промежуточной частоты ис­ пользуют биполярные транзисторы. Тип транзистора выбирают по величине /у21, вычисляемой по формуле (3.11). Транзистор выбран правильно, если выполняется условие

В начале расчета следует ориентироваться на способ включе­ ния транзистора с ОЭ. Если расчет покажет, что подобное включе­ ние не обеспечивает требуемого усиления из-за влияния внутренней обратной связи, то может оказаться целесообразным переход к каскодной схеме включения транзисторов.

Для выбранного транзистора задаются режимом по постоянному

Если преобразователь частоты в приемнике транзисторный, то в качестве его нагрузки выбирают такую же избирательную систе­ му, как и в каскадах усилителя. В этом случае для расчета необ­ ходимы параметры транзистора в режиме преобразования частоты &22пч, С^пч, | У21пч|. Методика их определения дана в гл. 7.

Выбор схемы УПЧ

При выборе схемы УПЧ следует руководствоваться следующими соображениями.

Если требования к избирательности не предъявлены, то целе­ сообразно применять усилитель с одноконтурными настроенными каскадами. К достоинствам такого усилителя можно отнести до­ статочно высокую степень линейности фазовой характеристики, хорошую стабильность формы резонансной кривой, простоту кон­ струкции и настройки. Однако усилитель с такой схемой обладает весьма малым предельным значением произведения коэффициента

271