Проектирование радиоприемных устройств. Под ред. Сиверса А.П. 1976г
..pdfТаблица 4.7
X». ем |
11раб/^“д |
^пр, |
ксв |
р», |
р |
№п.10’- |
р |
пл» |
<в. мко |
|
кВт |
заж» |
Дж |
|
|
||||||
|
% |
Дп |
|
мВт |
мВт |
|
|
|||
8—10 |
10 |
1,1 |
1,5 |
350 |
150 |
0,4 |
|
70 |
25 |
| |
|
12 |
I |
||||||||
3—5 |
12 |
1,3 |
1,6 |
10 |
250 |
0,3 |
|
60 |
||
1,5-2,5 |
8 |
1,5 |
1,7 |
10 |
300 |
0,2 |
|
60 |
ю 1 |
|
0,8-0,9 |
3 |
1,7 |
2,0 |
10 |
1000 |
0,05 |
|
10 |
6 |
’ |
0,4—0,5 |
3 |
2 |
2,2 |
3 |
— |
0,1 |
|
50 |
4 |
|
пульсная |
мощность Рв |
[кВт] |
на входе РЗП; |
мощность |
зажига |
ния Р?,йж [мВт], представляющая собой максимальную импульсную мощность, просачивающуюся на выход РЗП; энергия пика U7n [Дж] и мощность плоской части Рпл [мВт] просачивающегося через РЗП СВЧ импульса во время его горения; время восстановления РЗП
Рис. 4.35. Внешний вид (а) и примеры кон струкций (б) типичных полупроводниковых диодов в керамическом корпусе:
I — ленточный вывод: 2 — полупроводниковая
структура; 3 — керамика; /„ П, 111 |
варианты |
конструкции корпуса« |
|
1й [икс}, характеризующее время после окончания входного импуль са СВЧ, в течение которого потери РЗГ1 снизятся до условной ве личины Lnp + 6 дБ (иногда £Пр + 3 дБ). Максимальные значе ния параметров (за исключением величины Пгаб//'о, которая яв ляется минимальной) широкополосных РЗП сантиметровых и мил лиметровых волн приведены в табл. 4.7. Устройство, свойства и ха рактеристики РЗП подробно рассмотрены в [91.
Диодный ограничитель, в отличие от РЗП, как правило, не тре бует никаких питающих напряжений и поэтому обеспечивает затягу как при включенной, так и при выключенной аппаратуре. Он ха-
рактеризуется |
двумя |
состоя |
|
|
|||
ниями: состоянием пропускания |
|
|
|||||
при |
малой |
мощности |
сигнала, |
|
|
||
т. е. |
на низком |
уровне |
мощно |
|
|
||
сти (потери пропускания Апр |
|
|
|||||
малы), и состоянием запирания |
|
|
|||||
при большой мощности сигнала, |
Рис. 4.36. Эквивалентные схемы огра |
||||||
т. е. на высоком |
уровне мощно |
ничительных |
полупроводниковых |
||||
сти (потери |
запирания |
Ьаап ве |
диодов на низком |
(а) и высоком (б) |
|||
уровнях мощности. |
|||||||
лики). |
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
Активным элементом ограничителя является полупроводниковый ограничительный диод, импеданс которого изменяется при измене нии мощности воздействующего сигнала. Полупроводниковая струк тура ограничительного диода может быть р—п- и p—i—п-тша, но чаще она ближе к р—п-типу [91. Конструктивно ограничитель ные диоды, как и все другие типы СВЧ диодов, могут быть корпус ными и бескорпусными. В первых (рис. 4.35) полупроводниковая структура заключена в герметичный корпус (обычно керамический), с металлическими выводами. У вторых полупроводниковая струк тура либо не содержит никаких элементов корпуса, либо имеет ме таллическое или керамическое основание и заливку электроизоля ционной смолой, подобно таблеточной конструкции диода (рис. 4.37).
Конструктивная емкость корпуса Ск011 бескорпусного диода (рис. 4.36) обычно весьма мала (не более 0,05 пФ). Последователь ная индуктивность вводов диода Lnoc - 0,2 ... 2нГ. Емкость корпу са миниатюрных корпусных диодов равна Ск011 = 0,1 ... 0,4 пФ.
Основными параметрами ограничительного диода являются не линейная емкость перехода (Спер) и эквивалентные сопротивления потерь диода на низком (гниз) и высоком (гВЫс) уровнях мощности (рис. 4.36). Обобщенным параметром диода является его критиче ская частота
/кр — 1/2лСпер |
(4.104) |
равная такой рабочей частоте, на которой Lap — L3fint т. е. отсутст вует ограничение. На практике значения этих -параметров для Диодов сантиметровых и миллиметровых волн лежат в следующих пределах: Спер — от сотых долей до одной пикофарады, гшм
зов
от единиц до 20—30 Ом, гвыо — от десятых долей до единиц ом,
—от десятков до сотен гигагерц (нижний предел Спер и верхний предел остальных параметров соответствуют миллиметровым вол нам). Например, бескорпусный ограничительный диод сантиметро
вого диапазона волн имеет |
следующие параметры: СПер = 0,3 .., |
||
0,6 пФ, гниа |
12 Ом, гвыс |
1,8 Ом, Lnoc = 0,4 нГ, максимально |
|
допустимая |
рассеиваемая средняя мощность Ррас тах |
300 мВт. |
Характерная особенность ограничительных диодов заключается в том, что, начиная с некоторого низкого уровня мощности (порядка 1 мВт), называемого порогом ограничения (Рпор), импеданс их полу проводниковой структуры быстро уменьшается с увеличением пада
ющей мощности и при Р |
10 Вт представляет собой малое чисто |
|
активное сопротивление гвыс « 1 |
Ом (рис. 4.36). Это и обуслов |
|
ливает возможность получения в |
ограничителе малых потерь Lnp |
|
и больших потерь Laan на |
низком и высоком уровнях мощности |
|
соответственно. |
|
|
В схемах ограничителей |
результирующий импеданс Z диода со |
вспомогательными элементами, предназначенными для настройки, включают параллельно линии передачи, по которой проходит сиг нал. Следовательно, эквивалентная схема включения ограничителя
втракт представляет собой параллельное соединение импеданса Z
слинией, имеющей волновое сопротивление W и нагруженной на согласованные источник сигнала и нагрузку [91. Как следует из теории, максимальное отношение L3an/Lnv получается тогда, когда Z — чисто активное коммутируемое сопротивление, величина ко торого R:) в состоянии пропускания'много больше сопротивления
U7 (Pa W7). а в состоянии запирания оно равно гэ и много меньше величины W lr:i<PW). Для получения чисто активного сопротив ления необходимо в обоих состояниях схемы обеспечить резонанс, что характерно для ограничителей, называемых резонансными. Далее рассматриваем только такие ограничители. В этом случае
Lnp = (1 + К72Кз)2; |
L3an = (1 + W/2re)\ ' |
(4.105) |
|
Ра/гэ = (Vт^п-1 )/(УТГР-1) = (fKp/n2, |
(4.106) |
||
где /—рабочая частота. Нередко можно принять |
г3 & гвыс. От |
||
сюда следует |
|
|
|
« Гвые (Lp/f)2 « l/®2QePrIIB3. |
|
(4.107) |
|
Зная параметры диода и |
требуемое значение |
Lnp |
или L3an, |
с помощью (4.107) и (4.105) рассчитывают необходимую величину волнового сопротивления W основной линии передачи, при котором будут обеспечиваться эти значения потерь. Следует учитывать, что, как видно из (4.106), при заданных параметрах диода величины Lnp и £зап взаимосвязаны: выбор одной из них однозначно опреде ляет и другую согласно соотношениям
kp = [1 +Г(У1^-1)/ад = +/кр(У LTpWT
(4.108)
204
Потери запирания ограничителя можно существенно увеличить, если использовать не один, а два диода (или более), включенных вдоль линии передачи на расстояниях Л/4 друг от друга [17], при этом потери Тпр возрастут незначительно.
Полоса рабочих частот Праб, в пределах которой потери пропус кания не превышают, а потери запирания не ниже заданных значе ний, зависит как от параметров диода, так и от схемно-конструк
тивного выполнения ограничителя. |
В |
простейших однодиодных |
|
резонансных ограничителях полосу |
рабочих частот |
по уровню |
|
3 дБ можно приближенно оценить через добротность QR резонанс |
|||
ного контура с диодом: |
|
|
|
ПраС«/о%. |
|
(4.109) |
|
На низком уровне мощности QR низ да 1/соСпеГ1гн,,13, а на высоком —■ |
|||
Qn выо » ®Т/гВЫ0 = 1/ыСпергвы0. Эти |
добротности |
могут зна- |
тельно отличаться, вследствие чего отличаются также рабочие по лосы частот на низком Праб ниа и высоком Праб выс уровнях мощ ности. Полоса пропускания Праб низ обычно значительно больше полосы запирания Праб выс, так как гпиз заметно больше гвыс. Поэтому обычно достаточно обеспечить требуемую полосу запира ния на высоком уровне мощности.
В режиме запирания большая часть подводимой к ограничителю мощности отражается, лишь небольшая ее часть (Ррао) рассеивает ся в диоде, вызывая нагрев полупроводниковой структуры. Допу стимая величина РраетазЕ оговаривается в технических условиях и справочных данных на диод. Именно она определяет максимально допустимый рабочий уровень импульсной (Ра пд тах) и средней (Рпд тах)> или непрерывной, мощности, подводимой ко входу ограни чителя. Величину Ррас можно рассчитать через значение Lsaa-
/>рас = 2Рвд(У7~'п-1)Мзаа. |
(4.110) |
Отсюда же определяется максимально допустимая средняя мощ ность Рпа тах, если задана максимально допустимая мощность
Ррас max-
Вмикрополосковом однодиодном резонансном ограничителе
(рис. 4.37) бескорпусный диод с настроечными шлейфами Z2, 13 подключается параллельно к основной линии через четвертьволно вый отрезок линии 1г.
Длина и волновое сопротивление W3 короткозамкнутого шлейфа /3 выбираются такими, чтобы его реактивное сопротивление ]Х3 == == jU73tg (2л/3/Л0) компенсировало реактивное сопротивление ди ода на низком уровне мощности ]ХД = jcooZ,noc — ]7сооСпер. Таким образом, в режиме пропускания диод и шлейф /3 образуют последова тельный резонансный контур, а емкость шлейфа /2 (С2) оказывается зашунтированной малым сопротивлением этого контура, равным гпаз. Следовательно, нагрузкой четвертьволнового отрезка Zj являет ся малый импеданс параллельного соединения rms и С2, равный
205
t/(l/rHIi3 + jw0C2) m гниз. Поэтому входное сопротивление отрезка llt представляющее собой сопротивление /?э, будет большим и близ ким к чисто активному. Его величина в этом случае равна
(4.111)
где Wi — волновое сопротивление отрезка линии /j. Значит, основ ная линия шунтируется слабо, что обеспечивает режим пропуска ния с малым затуханием Lnp.
На высоком уровне мощности импеданс диода изменится: вместо '•1 емкости СП8р и сопротивления гниз будет действовать сопротивление
Рис. 4.37. Пример конструкции и топологической схемы микрополосковой пла
ты диодного ограничителя |
(а), |
а также его эквивалентная схема (б): |
.j |
||
1 — МПЛ; 2 — бескорпусный |
диод |
таблеточной конструкции; |
3 — полосковые |
выводы ! |
|
диода; 4 — отверстие |
с запаянным |
короткозамыкающнм штырьком; 5 — короткозамкну-.^ |
|||
тый шлейф для замыкания цепи выпрямленного тока диода; |
6 — подложка. |
|
|||
гВЬ1С (рис. 4.36). |
Длина емкостного шлейфа 1г |
подбирается |
такой,I |
чтобы его эквивалентная емкость С2 вместе с индуктивностями дио- :
да Епос и отрезка /3 создала |
параллельный резонанс в контуре, на |
|
гружающем отрезок /j (т. |
е. необходимо, чтобы С2 = Спер, где |
|
Спер — емкость |
диода). Эквивалентное сопротивление этого контура |
|
велико, так как |
гВЬ10 мало. Следовательно, входное сопротивление |
|
четвертьволнового отрезка |
представляющее собой в этом случае |
сопротивление гэ, будет достаточно малым, что приведет к весьма значительному отражению в основной линии с волновым сопротив лением W и большому затуханию Ьзаи. Так осуществляется режим запирания. Сопротивление гл в этом случае равно
ГЭ — 1Г1/Дэ конт —гвыс (®о ^пер ^1)2> |
(4.112) |
206
где |
Ro K0!IT — входное |
резонанасное сопротивление |
параллельно |
го |
контура; Спео — емкость диода. |
|
|
|
Короткозамкнутый |
четвертьволновый шлейф /4, |
включенный |
на входе диода (рис. 4.37, а), служит для создания замкнутой це пи диода по постоянному (выпрямленному) току. При отсутствии замкнутой цепи и при подаче большого сигнала на диоде водникает большое отрицательное напряжение автосмещения. Волновое со противление этого шлейфа выбирается максимально возможным с точки зрения практической реализуемости, чтобы его входной им педанс был достаточно большим в широкой полосе частот и слабо влиял на цепь, к которой он подключен. Поэтому на эквивалент ной схеме рис. 4.37,6 он не отражен. Обычно для получения задан ных величин Lm, Ьзяп по результатам расчета оказывается, что волновое сопротивление W основной линии должно быть отличным от сопротивления Й7О подводящих линий. Для согласования этих сопротивлений на входе и выходе ограничителя включают четверть волновые трансформирующие отрезки линий с волновым сопротив лением Й7тр = ]/WV70 (рис. 4.37).
Пример 4.11. Требуется рассчитать и спроектировать микропо-
лосковый резонансный |
ограничитель 3-см диапазона волн (/0 = |
||||
— 9375 МГц, Ао = 3,2 |
см) по схеме рис. 4.37. |
||||
Исходные данные-, на |
резонансной частоте |
|
потери пропускания |
||
£пр С/ 0,5 дБ (1,12) |
и |
потери запирания £зап |
13 дБ (20). Вол |
||
новое сопротивление |
подводящих |
линий №й |
= 50 Ом. Подложка |
||
толщиной h = 0,5 мм, |
е — 9,8, |
материал |
проводников — медь. |
Расчет
1. Выбираем бескорпусный ограничительный диод со следующими параметрами: Спер = 0,4 пФ, гниз < 12 Ом, гВЬ10 < 1,8 Ом, Luoc == = 0,4 Hr, Ррас max = 0,3 Вт.
2. По формуле (4.104) минимальная критическая частота диода
равна /кр = 1/6,28 . 0,4 • 10~12 р"12 • 1,8 = 85,4 ГГц.
3. Расчет ограничителя будем производить на основе заданной величины Lsan — 20, считая, что в данном примере важно полу чить не максимально возможные потери запирания, а минимальные потери пропускания. Последние находим по формуле (4.108): £пр =
= [1 + 9.3752 • 1018 (/20 - 1)/85,42 • 1018]2 = 1,085 или 0,35 дБ.
Практически потери £пг, будут несколько выше за |
счет потерь |
в отрезках МПЛ 1Х ... /5 и /тр. Потери в отрезках /тр и |
/3 основной |
линии по результатам проектирования топологической схемы мож но легко рассчитать по формулам (3.59)—(3.62) и прибавить (в де цибелах) к полученной величине LIIP = 0,35 дБ.
4. По формуле (4.109) оценим полосу запирания ограничителя: Праб выс = 2л/аСпергВЫ0 = 6,28 • 9,3752 . Ю18 • 0,4 • 10~12 • 1,8 =» == 398 МГц.
207
5. Рассчитаем |
максимально допустимые |
уровни |
импульсной |
|||||||||||||
Рп пд max |
и средней Рпд тах СВЧ мощности, которые можно подво |
|||||||||||||||
дить ко входу ограничителя. По формуле (4.110) находим |
|
|
||||||||||||||
|
|
р |
|
|
|
0,3 |
|
|
|
0,865 Вт. |
|
|
|
|
||
|
|
1 пд шах |
|
2(1/20- 1)/20 |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
Полагая, |
что |
при |
импульсном |
режиме работы |
|
скважность |
||||||||||
q = 1/Дп00ти = 1000, где |
FBOC — частота |
посылок импульсов, ти — |
||||||||||||||
длительность последних, |
определяем |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
Рц пд max |
Я^пя max = ^65 |
Вт. |
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
6. Переходим к проектиро |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
ванию |
|
топологической |
схемы |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
ограничителя (рис. |
4.37, а). Для |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
отрезка МПЛ длиной |
|
задаем |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
ся |
волновым |
сопротивлением |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
Wi = 70 |
Ом |
(при |
больших |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
значениях IFj станет ощути |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
мым влияние потерь |
этого |
от |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
резка на |
параметры |
ограничи |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
теля, при меньших — требуется, |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
как показывает расчет, слишком |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
малое |
волновое |
сопротивление |
|||||||
Рис. 4.38. Разрядники-ограничители |
W основной линии). По формуле |
|||||||||||||||
3- и 2-см диапазонов волн. |
|
|
|
(4.112) рассчитываем |
гэ |
= 1,8х |
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
X (6,28 - |
9,375 • 10е • |
0,4- 10~!2Х |
|||||||
X 70)2 ~ 4,9 |
Ом |
и |
из |
|
формулы (4.105) |
находим |
необходимое |
|||||||||
волновое |
сопротивление |
основной |
линии |
IV7 = 2гэ (]/£заи—1) |
= |
|||||||||||
= 2 • 4,9 ( |
/20 — 1) = 34 0м. Для его согласования |
с подводящими |
линиями используем два четвертьволновых трансформатора с вол
новым сопротивлением WTg = ]^W0 - |
lP'=-- jA50 • 34 =41,2 Ом. |
7. Ширину проводников и длины |
отрезов llt 15 и ZTD опреде-; |
ляем по формуле (3.586), (3.55), (3.56): Wi — 0,21 мм, w5 = 0,97 мм,"
и>тр = 0,72 мм; /х |
= Ло1/4 — 3,19 мм, |
Z5 = Ло;>/2‘ — 5,96 |
мм, ' |
/тр = Л0тр/4 = 3,02 |
мм. |
|
|
8. Волновое сопротивление шлейфа |
выбираем равным |
— |
= 90 Ом по соображениям, изложенным в примере 3.6, из данных
которого следует, что для W4 — 93 Ом ширина проводника |
wt — |
|||||
= 0,1 |
мм, а Z4 |
= Ло 4/4 = 3,25 |
мм. |
обеспечения |
||
9. |
Волновые |
сопротивления |
шлейфов Z2, Z3 для |
|||
малых потерь в |
них выбираем относительно низкоомными и |
рав |
||||
ными |
— Ц73 |
= Й7 |
=41,2 |
Ом. |
|
|
10. |
Длину шлейфа 12 определяем из условия равенства его вход |
|||||
ного |
сопротивления jX8 сопротивлению емкости )Хс: |
—jU/2 X |
||||
X ctg2n/8/A02 = l/j®oCnep. Отсюда находим |
|
|
||||
|
|
k = |
|
1 |
|
|
|
|
arcctg |
|
|
2 tt)0 Cuep
208
Таблица 4.8
Параметры разрядника-ограничителя типа
|
|
Обозначение |
MD-80S13 | MD-80CI9 | MD-80X5 | MD-80KI2 |
WF61L* |
|||
|
|
|
|||||
fo, Ггц |
% |
3 |
5,65 |
9,05 |
16,5 |
34,2 |
|
■Праб//о> |
6,7 |
8,85 |
12,1 |
6,05 |
5,85 |
||
Lnp, |
дБ |
|
0,3 |
0,3 |
0,7 |
0,9 |
1,5 |
Ри, |
кВт |
|
150 |
75 |
50 |
10 |
10 |
•Рср. Вт |
Дж |
300 |
75 |
50 |
10 |
4 |
|
JJVIO7, |
0,05 |
0,05 |
0,05 |
0,05 |
0,02 |
||
Рпл, мВт |
50 |
75 |
50 |
75 |
— |
||
/в, мкс |
|
4 |
2 |
2 |
1 |
1 |
|
Долговечность, ч |
4000 |
4000 |
2000 |
2000 |
— |
||
Дл(ша, мм |
114 |
51 |
38,1 |
20,3 |
20,2 |
||
Масса, г |
1200 |
600 |
200 |
80 |
— |
||
|
|
12,1 arctg |
______________ 1_________ • |
— 1,48 мм. |
|
||
|
|
6,28 |
41,2-6,28-9,375-10в-0,4-10-12 |
|
|
11. Для определения длины шлейфа 1а вычисляем его требуемое входное сопротивление jXs = ]'Wa tg2nla/Xoa из условия получе ния последовательного резонанса в цепи диода 1//<о0 Спер+/Юо7.иос+ 4- /X 3 = 0. Отсюда
А'3 = 1/сооСпер — ®<ЛпиС = 1/6,28 • 9,375 • 109 • 0,4 • 10-12 —
— 6,28 • 9,375 • |
109 • 0,4 • |
10-» = 18,8 Ом, |
|||
G = |
*3 |
12,1 |
, 18,8 |
Л 00 |
мм. |
arctg |
------ arctg —:— = 0,82 |
||||
|
2л |
6,28 |
41,2 |
|
|
Основным недостатком диодных ограничителей является отно
сительно |
небольшой |
допустимый |
уровень импульсной мощности |
/’и пд тах: |
от сотен |
ватт до 1—2 |
кВт. Для устранения этого недо |
статка и объединения достоинств РЗГ1 и ограничителей используют так называемые разрядники-ограничители (рис. 4.38). Они представ ляют собой сочетание РЗП (нередко без электрода вспомогатель ного разряда, см. с. 201) и следующего за ним диодного ограничи теля. Разрядники-ограничители, не требующие никаких источников питания, выдерживают большие импульсные мощности (свыше Ю кВт) и обеспечивают защиту приемника от всех возможных силь ных сигналов помех. Параметры ряда разрядников-ограничителей без электрода вспомогательного разряда (за исключением отмечен ного звездочкой) приведены в табл. 4.8.
Ферритовые циркуляторы и вентили
Ферритовые циркуляторы и вентили представляют собой невза имные СВЧ устройства, свойства которых неодинаковы при изме нении направления передачи сигнала через них на обратное. Они разрабатываются в волноводном, полосковом и микрополосковом
209
исполнении. Устройство и характеристики волноводных и полоско вых ферритовых устройств описаны в [15, 18]. Базовым элементом,
на основе |
использования которого формируются |
циркуляторы |
и вентили |
для СВЧ ИС, является микрополосковый |
ферритовый |
/-циркулятор (рис. 4.39, а). Последний представляет собой симме тричное тройниковое соединение микрополосковых линий на под ложке из феррита, находящегося в постоянном магнитном поле, пер пендикулярном подложке.
Отрезки МПЛ, образующие тройник и называемые плечами цир кулятора, располагаются под углом 120° и соединяются между собой круглым пленочным диском, под которым со стороны зазем ленной пластины установлен постоянный магнит в форме цилинд-
S
а
Рис. 4.39 Устройство микрополоскового ферритового Х-циркулятора (а) я пример его топологической схемы с согласующими четвертьволновыми транс форматорами на входах плеч (б):
1. 2, 3 — подводящие отрезки МПЛ (входы плеч) циркулятора; 4 — ферритовая подлож ка; 5 — заземленная пленочная пластина; 6 — постоянный магнит.
ра. Во многих случаях используют не ферритовую подложку, а обыч ную диэлектрическую (см. с. 135); ферритовый же образец в виде диска диаметром D и толщиной (гф помещают непосредственно на поверхности диэлектрической подложки со стороны микрополос ковых проводников. В этом случае пленочный металлический диск, соединяющий подводящие линии, наносят не на подложку, а на на ружную поверхность ферритового диска (толщина последнего мо жет отличаться от толщины подложки) (рис. 5.31, б, 5.32).
При отсутствии магнитного поля (Яо = 0) рассматриваемое уст ройство обладает свойствами обыкновенного 120-градусного трой ника. При наличии поля Но из-за взаимодействия магнитного поля СВЧ сигнала с намагниченным ферритом распределение поля сиг нала в области диска изменяется и становится таким, что на границе диска и одного из плеч (при определенных значениях диаметра D и напряженности поля Но) напряженность поля сигнала становит ся очень малой. В результате оказывается, что мощность сигнала, подведенная, например, к плечу /, почти вся выходит из плеча 2, лишь незначительно ответвляясь в плечо 3, которое таким образом
является изолированным. Теперь устройство обладает невзаимными свойствами: мощность, поданная в плечо 2, выйдет из плеча 3, а плечо 1 будет изолированным.
Направление прохождения сигнала с малыми потерями от од ного плеча циркулятора к другому обозначают стрелкой. Для рис. 4.39, а последовательность такого прохождения соответствует
]—2—3—1. При изменении направления поля Но на противопо ложное последовательность прохождения сигнала с малыми поте рями станет также противоположной: /—3—2—1.
Основными электрическими параметрами циркулятора являют ся: потери пропускания (прямого прохождения) La = 10 lg Pi/P2 [дБ], развязка изолированного плеча Lpa3 = 10 lg P^IP^ [дБ], КСВ (коэффициент стоячей волны) плеч р, определяющий степень со гласования входных импедансов плеч циркулятора с подводящими линиями, и относительная полоса рабочих частот Праб//0, внутри которой эти параметры не выходят за пределы заданных значений,
а ИМеННО. Лп |
7.п |
1рах» |
^-раз |
mln’ |
0 |
*Ртах ® МИКроПОЛОС- |
|
ковых |
/-циркуляторах |
сантиметровых |
волн |
обычно La < 0,3 ... |
|||
1 дБ, |
Lpaa > 16 ... |
20 |
дБ, |
р С 1,2 ... |
1,3, |
Праб//0 = 10 ... 15%. |
На миллиметровых волнах чаще применяют волноводные /-цир куляторы, параметры которых имеют тот же порядок, однако в ко ротковолновой части миллиметрового диапазона потери Z.n дости гают 1,5—2 дБ. Электрические параметры циркуляторов в основном определяются экспериментальными методами. Диаметр металличе ского диска /-циркулятора, равный диаметру ферритового диска, если последний монтируется на диэлектрической подложке, рассчи тывают по формуле
|
D^0,6k,/V^, |
(4.113) |
где Хо |
= с//0 (с— скорость света); еф — относительная диэлектри |
|
ческая |
проницаемость феррита. |
|
Согласование входных импедансов плеч циркулятора с подводя щими линиями осуществляют в основном экспериментальными ме тодами с помощью четвертьволновых трансформаторов (рис. 4.39, б) и реактивных шлейфов в виде разомкнутых отрезков МПЛ, подклю чаемых параллельно подводящей линии вблизи металлического дис ка. Четвертьволновые трансформаторы с волновым сопротивлением №тр преобразуют входное сопротивление циркулятора Рв на стыке металлического диска с полосковой линией до величины сопротивле
ния W подводящей линии, при этом необходимо, чтобы ./1р = Сопротивление Рц определяется по формуле [7, 19]
|
7?ц « 97 . 109 /гф//<^4 Юм]- |
И.1 14) |
|
где |
— толщина ферритового |
диска, м. |
/-циркулятора |
На |
основе рассмотренного |
микрополоскового |
Можно построить ферритовый вентиль и формировать схемы много плечных циркуляторов (рис. 4.40). Вентиль является невзаимным
211