131

Схема каскадов с индуктивной ВЧ на полевом и биполярной транзисторе одинаковые, сходными являются и эквивалентные схемы в области верхних частот. Однако АЧХ этих цепей в области верхних частот и соответственно переходные характеристики в области малых времен оказываются различными. Это вызвано тем, что комплексные Y-параметры:Y₂₁ иY₂₂полевых и биполярных транзисторов имеют различную структуру. Комплексный коэффициент усиления напряжения схемы рис.4.19:

Подставляя сюда комплексные Y-параметры биполярного транзистора:Y₂₁иY₂₂, а также учитывая, что выражение:

является комплексной проводимостью коллекторной цепи, где находится индуктивность, можно получить выражение , которое следует представить в стандартной форме. Однако прежде, чем это делать, следует учесть, что ВЧ коррекция используется в широкополосных каскадах и видеоусилителях, где для получения достаточно высокойсопротивлениеR_К выбирают малой величины, так что выполняются неравенства:

Поэтому в области частот близких квыражениеK_U(jω)приближенно можно записать в виде:

.

При выполнении равенства постоянных возможна идеальная коррекция:. Разумеется, на очень высоких частотахуказанные выше неравенства перестают быть справедливыми и идеальная коррекция каскада невозможна. Однако выполнение условияпозволяет увеличить верхнюю границу полосы пропускания. Обращаясь вновь к исходному выражению, положим при этом. Тогда выражениезапишется в виде:

,(4.17)

где - усиление на средних частотах,

- (4.17^/)

постоянная каскада с высокочастотной коррекцией.

Сравнивая (4.17) с (4.10), приходим к заключению, что при индуктивной коррекции частотные и фазовые характеристики простого и корректированного каскадов с биполярным транзистором имеют одинаковый характер. Поэтому эффективность коррекции в таких каскадах удобно оценить по уменьшению по сравнению с. Записывая их из (4.10) и (4.17), получим:

.

Из последнего выражения следует, что эффективность коррекции будет тем меньше, чем меньше и, т.е. чем лучше по частотным свойствам транзистор и больше сопротивлениеR_к. Наоборот, при больших величинахикоррекция может быть очень эффективной. Поскольку (4.17) совпадает с комплексным коэффициентом усиления напряжения обычного резисторного каскада, то переходная в области малых времен характеристика корректированного каскада с биполярным транзистором приимеет известный вид:

.

Аналогично проводится корректирование характеристик промежуточного каскада с биполярным транзистором. Комплексный коэффициент усиления напряжения в области верхних частот промежуточного каскада записывается в виде:

,

где - входная проводимость следующего (второго) каскада и его базового делителя. Подставляя в последнее соотношение выражение входной проводимости второго каскада:

и полагая , получим:

,

где -

усиление каскада на средних частотах,

постоянная времени корректированного каскада.

4.2.2. Истоковая и эмиттерная вч-коррекция

Рассмотренные выше схемы ВЧ с использованием индуктивности достаточно просты и эффективны, однако, применение их в микросхемах затруднено, ввиду технологических затруднениях при реализации таких элементов в интегральном исполнении. Поэтому рассмотрим другой, способ высокочастотной коррекции с помощью частотно-зависимой ООС по току (эмиттерная и истоковая ВЧ коррекция). Принципиальная схема каскада на биполярном транзисторе с такой коррекцией не отличается от схемы некорректированной ступени-рис.4.6. Однако емкость конденсатора С_Эвыбирается так, чтобы в области нижних и средних частот ее сопротивление было существенно больше сопротивленияR_Э. В этом случае в указанных частотных диапазонах в каскаде осуществляется частотно-независимая последовательная ООС по току и комплексный коэффициент передачи по напряжению будет, где.

Поскольку:

,

то получим выражение для глубины последовательной отрицательной обратной связи по току в виде:

для области нижних и средних частот. При выполнении неравенства глубина отрицательной обратной связи для области нижних и средних частот будет

В области верхних частот обратная связь оказывается частотно-зависимой:

Используя выражение для таблицы 3.1 и учитывая, что в области верхних частот:

_,

получим:

_.

выражение комплексного коэффициента передачи выходной цепи каскада с эмиттерной высокочастотной коррекцией.

Если постоянную цепи четырехполюсника обратной связи положить равной, то последнее выражение упрощается и может быть записано в виде:

где ..

Таким образом, в области верхних частот в каскаде с эмиттерной ВЧ коррекцией полоса пропускания увеличивается в величину F₁(0), однако это расширение полосы связано с падением усиления в области средних и нижних частот во столько же раз. Следовательно, площадь усиления корректированного и некорректированного каскадов оказывается одинаковой. С физической стороны действие рассматриваемой ВЧ коррекции объясняется тем, что с повышением частоты уменьшается петлевое усиление и возрастает ток генератора:

,

что препятствует падению усиления, вызванного резистивно-емкостным характером нагрузки выходной цепи каскада.

4.2.3. Низкочастотная коррекция (коррекция в области больших временных интервалов)

Среди многих схем НЧ коррекции рассмотрим наиболее простую и достаточно эффективную, которая была предложена ещё в 1934 г. советским радиоинженером Р. Г. Шиффенбауэр и до настоящего времени широко используется. Принципиальная схема резисторного каскада с такой коррекцией приведена на рис..4.20.Эквивалентная схема выходной цепи каскада для области низких частот изображена на рис.4.21. В схеме рис. 4.21 отсутствует внутренняя проводимость , поскольку обычно. Кроме того, емкостьС_фвыбирается так, чтобы в области верхних и средних частот выполнялось неравенство.. Полагается также, что конденсаторС_Эблокирует резисторR_Эдо весьма низких частот и последовательная обратная связь по току в каскаде при такой коррекции отсутствует.

Рис.4.20

RRR

Рис.4.21

Рассмотрим работу цепи рис.4.21. Корректирующая цепочка R_ф, С_фимеет комплексное сопротивление:

,

которое с понижением частоты в области нижних частот возрастает, что вызывает увеличение напряжения между узлами а-б цепи.рис.4.21. Поэтому при соответствующем выборе параметров возможна частичная компенсация ослабления сигнала на выходе, создаваемого цепью:С_р-R_н.Обычно в диапазоне коррекции выполняется условие:

,

где .

В этом случае напряжение между точками а-бцепи может быть достаточно точно определено без учета сопротивленияZ_С:

.

Коэффициент передачи от цепи корректора до выхода:

, где.

Тогда коэффициент передачи эквивалентной схемы рис.4.21 в области НЧ запишется:

(4.18)

где - коэффициент усиления каскада в области средних частот,. Если для самой низкой частотырабочего диапазона в области НЧ выполняется неравенство:

или,

то в выражении (4.18) можно пренебречь членом 1/в, тогда:

,

где .При выполнении условия:

(4.18^/)

получим ,т.е. идеальную НЧ коррекцию. Записанное в (4.18^/) условие означает, что с уменьшением частоты при переходе из диапазона средних частот к низким нарастание напряжения на корректоре равно падению сигнала в цепиR_H-C_P. Если в диапазоне корректируемых частот скорость нарастания сигнала на корректоре при уменьшении частоты окажется больше, чем в цепочкеR_H-C_P, то в результирующей частотной характеристике каскада с НЧ коррекцией будет наблюдаться подъем, что также неблагоприятно в целях достижения равномерного усиления в возможно более широком диапазоне НЧ. Следует заметить, что исследуемая схема достаточно хорошо реализует рассмотренный принцип коррекции в области нижних частот и позволяет без затруднений уменьшить граничную частоту враз.

Исследуем переходную характеристику схемы рис.4.20 в области больших временных интервалов. Оператор коэффициента передачи корректора:

,

тогда (4.19)

Изображению (4.19) соответствует оригинал:

,

где . При выполнении неравенстваиз последнего выражения получим:

, где . Переходная характеристика цепи дифференцирующей цепи(между корректором и выходом )-С_Р-R_Нзаписывается в виде:

;

при выполнении неравенства , из последнего выражения имеем:

_.

Следовательно, для диапазона больших временных интервалов и ,получим приближенное выражение для переходной функции корректированного каскада:

(4.20)

Из (4.20) следует, что при выполнении условия идеальной коррекции, когда

- переходный процесс не зависит от времени. Следовательно в этом временном интервале существует идеальная коррекция плоской части выходного импульсного сигнала.

Очевидно, условие идеальной коррекции означает равенство начальных скоростей нарастания напряжения на корректоре

и спада напряжения в выходной цепиR_Н–С_Рравной-. Если, то в переходной характеристике наблюдается подъем (перекоррекция). Легко понять, что полной компенсации спада во всем интервале больших времен достичь нельзя, так как это потребовало бы формирования на выходных электродах усилительного элемента напряжения нарастающего придо бесконечности, что физически невозможно. Можно показать, что приспад корректированной ступени в области больших времен приближенно записывается в виде:

,

где по-прежнему , а - длительность входного прямоугольного импульса. В резисторных каскадах с полевыми транзисторами НЧ коррекция описывается теми же выражениями, что и в рассмотренной выше схеме с биполярными транзисторами.