chapter 4
.pdf
Методы и устройства обработки радиолокационной информации
ветственно cosθу = 0 или cosθх = 0 , θx = β −π 2 , так что cosθу = sin β , то бистатическая ЭПР цели рассчитывается следующим образом:
|
|
4π |
|
x |
|
|
2 |
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
||
σ б ( β ) = |
|
|
|
∫xminmax exp [j ( 2π / λ ) x sin β ][y1 |
( x ) − y 2 ( x ) ]dx |
|
, (4) |
|
λ2 |
||||||
где xmin , xmax |
– «левая» и «правая», а y1 , y2 – «верхняя» и «нижняя» границы |
||||||
апертуры At . |
На рис. 1 приведена рассчитанная по (4) |
зависимость "теневой" |
|||||
ЭПР σб , дБ·м2, от бистатического угла для модели самолёта СУ-33.
а) б)
Рис.1. Зависимость "теневой" ЭПР от бистатического угла для модели самолёта СУ-33: а) при рассеянии вперед "в лоб"; б) при рассеянии вперед "в профиль"
Одним из основных параметров, влияющих на качество обнаружения, является отношение сигнал/шум. Характеристики обнаружения представляют собой зависимость вероятности правильного обнаружения D от отношения сигнал/шум q при постоянных вероятности ложной тревоги F и времени наблюдения T .
Характеристики обнаружения исследуемой системы, полученные в результате моделирования, представлены на рис. 2. При моделировании использовался сложный фазокодоманипулированный сигнал с базами B =127 и B = 255 . Количество экспериментов составляло Nexp = 1000.
Рис. 2. Характеристика обнаружения системы
282 “Методы и устройства передачи и обработки информации”, 2009 г. Вып. 11
Методы и устройства обработки радиолокационной информации
Из графиков видно, что с увеличением мощности сигнала ( q растет), вероятность правильного обнаружения увеличивается.
Отношение сигнал/шум на входе приемной позиции для бистатических РЛС рассчитывается как:
|
q2 = |
|
Р τ |
G G σ |
б |
λ2η |
; q = |
Р τ G G σ |
λ2η |
; |
(5) |
|||
|
|
и и |
|
0 i |
|
|
и и |
0 i б |
|
|||||
|
(4π)3 kT |
R − L |
R − L |
(4π)3 kT R − L R − L |
||||||||||
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
эф |
|
пр |
|
|
пер |
|
эф |
пр |
пер |
|
|
где |
Pи , τи |
– импульсная мощность и длительность импульса передающей пози- |
||||||||||||
ции; |
G0 , |
Gi – коэффициенты усиления приемной и передающей антенн; |
η – |
|||||||||||
суммарный коэффициент энергетических потерь; k – постоянная Больцмана; Tэф – эффективная шумовая температура на входе приемника; Rпр , Rпер – рас-
стояние от цели до приемной и передающей позиций; L – радиус-вектор, определяющий местонахождение цели.
Зависимости отношения сигнал/шум от бистатического угла для модели самолета СУ-33 представлены на рис. 3. В качестве числовых данных при расчете по (5) использованы технические характеристики РЛС «Каста-2». Бистатический угол изменяется от 90° до 180°. Графики показывают, что в широком диапазоне изменения бистатического угла отношение сигнал/шум не снижается ниже 20 дБ.
а) б)
Рис. 3. Зависимости отношения сигнал/шум от бистатического угла для модели самолета СУ-33: а) при рассеянии вперед "в лоб"; б) при рассеянии вперед "в профиль"
Из рис. 2 и 3 видно, что при отношении сигнал/шум, получаемом для данной модели цели, вероятность правильного обнаружения D находится в области D 1 , что позволяет сделать вывод о высокой надежности обнаружении целей при радиолокации “на просвет”.
Литература
1.ЧернякB.C. Многопозиционнаярадиолокация. – М.: Радиоисвязь, 1993.– 416 с.
2.Бляхман А.Б., Рунова И.А. Бистатическая эффективная площадь рассеяния и обнаружение объектов прирадиолокациина просвет. // Радиотехникаиэлектроника, 2001, т.46, №4.
3.КукЧ., БернфельдМ. Радиолокационныесигналы. – М.: Советскоерадио, 1971. – 567 с.
“Методы и устройства передачи и обработки информации”, 2009 г. Вып. 11 283
Методы и устройства обработки радиолокационной информации
УДК 621.396
Анализ аппаратных искажений сигналов в РЛС со скачкообразным изменением частоты и методы их коррекции
Мольков А.В., Костров В.В.
Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет» 602264, г. Муром, ул. Орловская, 23,
E-mail: vvk@mit.ru
Рассмотрены и проанализированы аппаратные искажения сверхширокополосных сигналов в радиолокационных станциях (РЛС) со скачкообразным изменением частоты. Приведены способы компенсации ошибок квадратурных каналов системы.
В одном из вариантов многочастотного радиодальномера зондирующий сигнал представляет собой радиосигнал со ступенчатым изменением частоты, общая ширина полосы которого достигает несколько гигагерц [1]. Применение сверхширокополосного сигнала (СШПС) обеспечивает высокое разрешение системы по дальности и, как следствие, высокую точность измерений при максимальных расстояниях однозначного измерения несколько десятков метров. При оценивании дальности в таких радиосистемах производится обработка сигналов в квадратурах с последующим использованием обратного дискретного преобразования Фурье (ОДПФ). Целью данной статьи является анализ аппаратных искажений сверхширокополосных сигналов и разработка методики их снижения за счет компенсации ошибок квадратурных каналов.
При отсутствии ошибок разность фаз между зондирующим и принимаемым сигналом ϕi зависит от расстояния до цели R и текущей частоты зондирующего
сигнала fi и определяется соотношением
ϕi |
(R,ωi )= − |
2Rωi |
= −ωitd , i =1,2,..., N , |
(1) |
|
||||
|
|
c |
|
|
где c |
– скорость распространения электромагнитной волны в среде, ωi = 2πfi – |
|||
значение текущей частоты зондирующего сигнала, |
N – число шагов частоты. |
|||
Время |
задержки равно времени распространения |
сигнала до цели и обратно |
||
td = |
2R |
. Комплексный вектор, соответствующий цели на фиксированной дально- |
||
|
||||
|
c |
|
|
|
сти, может быть выражен следующим образом |
|
|||
|
~ |
≡Yci + jYsi = Ai cos[ϕi (R,ωi )]− jAi sin[ϕi (R,ωi )]= Ai exp(− jωitd ), |
(2) |
|
|
Yi |
|||
где Ai |
– амплитуда сигнала, i =1,2,..., N . |
|
||
Если учесть общие и дифференциальные ошибки, комплексный вектор можно представить в виде (для простоты без потери общности принято предположе-
ние, что Ai = 1) [2]
284 “Методы и устройства передачи и обработки информации”, 2009 г. Вып. 11
Методы и устройства обработки радиолокационной информации
~ |
= |
|
+ |
∆s |
|
|
|
+ ∆ϕ |
|
+ ds |
|
+ |
∆s |
|
|
|
+ dϕ |
|
+ ∆ϕ |
], |
(3) |
Y |
1 |
|
i cos[ω t |
|
]− j 1 |
|
|
i sin[ω t |
|
|
|||||||||||
i |
|
|
|
2 |
i |
d |
i |
|
|
i |
|
2 |
i |
d |
|
i |
i |
|
|
||
где ∆si , |
∆ϕi |
– общие ошибки амплитуды и фазы, |
dsi , dϕi |
– дифференциальные |
|||||||||||||||||
ошибки амплитуды и фазы соответственно.
Дифференциальные ошибки амплитуды и фазы в результате воздействия на дальностный профиль цели приводят к сокращению однозначного диапазона измерения дальности и разрешающей способности. В супергетеродинном приемнике эти ошибки постоянны в рабочем диапазоне частот, поскольку квадратурный демодулятор работает на постоянной промежуточной частоте. Следовательно, задача измерения и компенсации этих ошибок решается достаточно просто с использованием калибровочного (тестового) сигнала [3]. Применение этих методов показало, что дифференциальная ошибка амплитуда и фазы составляет в среднем 1…3 дБ и 3…7 градусов.
Общая ошибка фазы состоит из линейной kϕωi и нелинейной β(ωi ) состав-
ляющих ошибки фазы. В общем случае можно записать |
|
∆ϕi = kϕωi + β(ωi ), i =1,2,..., N . |
(4) |
Здесь kϕ – коэффициент, характеризующий фазовый набег в тракте радио-
приемного и радиопередающего оборудования. Данный фазовый набег вызван изменением относительной электрической длины печатных и полосковых проводников, фидерных линий, задержкой сигнала в тракте радиочастотных усилителей и т.п.
Общая линейная ошибка фазы приводит к постоянному сдвигу в синтезированном профиле по дальности вследствие того, что линейная по частоте фаза преобразуется после ОДПФ в постоянную задержку времени. Данное смещение может быть скорректировано при калибровке РЛС. Нелинейная составляющая ошибки фазы вызывает неустойчивое перемещение отклика при синтезе профиля дальности, увеличение уровня боковых лепестков. К аналогичным эффектам приводит нелинейная составляющая общей ошибки амплитуды. В связи с этим для повышения инструментальной точности радиодальномера нелинейные ошибки амплитуды и фазы желательно устранить. Для их устранения далее используется простой метод компенсации. Представим комплексный вектор (3) как функцию дальности
~ |
|
+ |
∆s |
|
|
|
(R)+ ∆ϕ |
|
+ ds |
|
+ |
∆s |
|
|
|
(R)+ dϕ |
|
+ ∆ϕ |
] |
(5) |
Y |
(R)= 1 |
|
i cos[ω t |
d |
]− j 1 |
i |
|
i sin[ω t |
d |
i |
||||||||||
i |
|
|
2 |
|
i |
i |
|
|
|
2 |
|
i |
|
i |
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
и рассмотрим поведение вектора (5) в зависимости от дальности при постоянной частоте сигнала. Если синфазный и квадратурный каналы полностью сбалансированы, т.е. при отсутствии амплитудных и фазовых искажений, то при изменении дальности до цели R фазовый угол изменяется прямо пропорционально R, а амплитуда сигнала остается постоянной. При наличии искажений наблюдается изменения модуля и фазы сигнала, которые обусловлены только дифференциальными погрешностями тракта. Поэтому дифференциальные ошибки амплитуды и
“Методы и устройства передачи и обработки информации”, 2009 г. Вып. 11 285
Методы и устройства обработки радиолокационной информации
фазы dsi , dϕi в процессе таких измерений могут быть выявлены на каждой частоте. В соответствии с этими измерениями комплексный вектор Yci (R)+ jYsi (R)
корректируется, после чего в квадратурных составляющих останутся только погрешности общего тракта прохождения сигнала, а комплексный вектор может быть представлен в виде
~ |
|
+ |
∆s |
|
|
|
(R)+ ∆ϕ |
|
+ |
∆s |
|
|
|
(R)+ ∆ϕ |
]. |
(6) |
Y |
(R)= 1 |
|
i cos[ω t |
d |
]− j 1 |
|
i sin[ω t |
d |
||||||||
i |
|
|
2 |
|
i |
i |
|
|
2 |
|
i |
i |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
Общие ошибки амплитуды ∆si характеризуют неравномерность амплитудно-
частотной характеристики усилителя радиочастотного тракта, которая может быть измерена до проведения наблюдения. Эти измеренные величины используются как эталонные данные. В соответствии с этими измерениями производится
коррекция синфазной и квадратурной составляющих вектора. |
|
После компенсации ошибок амплитуды нормализованный комплексный век- |
|
тор Yci (R)+ jYsi (R) может быть выражен следующим образом |
|
Yci (R)+ jYsi (R)= cos[ωitd (R)+ ∆ϕi ]− j sin[ωitd (R)+ ∆ϕi ], |
(7) |
При постоянном расстоянии до объекта и изменении частоты ωi , |
i =1,2,..., N , |
составляющая фазы ωitd (R) будет изменяться на постоянную |
величину |
2π∆Ftd (R)= const. Эту константу можно скомпенсировать в измеренном значении |
|
полной фазы путем, например, череспериодного вычитания. Нескомпенсирован-
ный |
остаток |
представляет |
зависимость |
от |
номера |
частоты |
∆ϕi+1 −∆ϕi = kϕ (ωi+1 −ωi )+ β(ωi+1 )−β(ωi ). Коэффициент kϕ |
определяется с ис- |
|||||
пользованием линейной регрессии разности фаз на частоту, что позволяет скомпенсировать линейную ошибку kϕωi . Таким образом, в последовательности фаз
∆ϕi остается только нелинейная ошибка фазы |
β(ωi ). При этом сигнал в ком- |
плексном виде будет иметь вид |
|
~ |
(8) |
Yi (R)= exp{− jωitd (R)− β(ωi )}, |
Нелинейные ошибки фазы на всех значениях частоты для эталонной цели заносятся в память и используются как эталонные данные для компенсации нелинейной ошибки фазы реальной цели. В качестве эталонной цели наиболее надежно зарекомендовали себя эталонные отражатели с известным сечением обратного рассеяния. Обычно в качестве эталонного отражателя используют металлическую сферу, сечение обратного рассеяния которой выражается через диаметр и не зависит от длины волны. Однако для решения задачи анализ аппаратных искажений сверхширокополосных сигналов могут использоваться, например, сплошной металлический лист, полый или сплошной металлический цилиндр, уголковые отражатели. Кроме того, возможно объединение различных типов отражателей в единую конструкцию.
Таким образом, можно предложить следующую процедуру извлечения и оценивания ошибок амплитуды и нелинейных ошибок фазы:
286 “Методы и устройства передачи и обработки информации”, 2009 г. Вып. 11
Методы и устройства обработки радиолокационной информации
-на фиксированном расстоянии устанавливается эталонная цель и облучается сигналом с фиксированной частотой;
-изменяют расстояние до эталонной цели;
-измеряются квадратурные составляющие и компенсируются дифференциальные ошибки фазы;
-фиксируются и запоминаются амплитудные и фазовые линейные (систематические) искажения.
Аналогичные измерения производятся для всех значений (ступенек) рабочих частот. В рабочем режиме:
-из памяти извлекаются значения амплитудных и фазовых линейные искажений;
-производится нормализация амплитуды;
-оценивается линейное искажение фазы и вычисляется нелинейная составляющая;
-компенсируется нелинейная составляющая искажений фазы сигнала. Таким образом производится учет систематических аппаратных погрешностей и
компенсациячастотной зависимости аппаратных ошибокамплитудыифазы.
Литература
1.Iizuka K., Freundorfer A.P., Wu K.H., Mori H., Ogura H., Nguyen V.-K. Step-frequency radar // J. Appl. Phys. 1984. Vol. 56. Pp. 2572-2583.
2.Noon D.A., Longstaff D., Stickley G.F. Correction of I/Q errors in homodyne step frequency radar refocuses range profiles // IEEE Int. Conf. ASSP. 1994. Vol. 2. Pp. 369-372.
3.Мольков А.В., Костров В.В. Использование эталонных сигналов для калибровки измерительного тракта РЛС со ступенчатым изменением частоты // См. настоящий сборник.
УДК 621.396
Использование эталонных сигналов для калибровки измерительного тракта РЛС со ступенчатым изменением частоты
Мольков А.В., Костров В.В.
Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет» 602264, г. Муром, ул. Орловская, 23,
E-mail: vvk@mit.ru
Рассмотрены и проанализированы различные методы организации оперативной калибровки измерительного тракта РЛС со ступенчатым изменением частоты. Рассмотренные подходы в полной мере используют принципы частотной факторизации пространственно-временной структуры наблюдаемого объекта.
Метод определения характеристик РЛС с использованием эталонной цели, использует элементы абсолютной калибровки РЛС, является громоздким, требует
“Методы и устройства передачи и обработки информации”, 2009 г. Вып. 11 287
Методы и устройства обработки радиолокационной информации
тестирования РЛС на полигоне и не позволяет проводить оперативный контроль аппаратуры [1, 2]. Целесообразно перед началом работы измерительных систем и в процессе измерений периодически вводить в измерительный канал фиксированные эталонные сигналы с целью автоматического определения реальной рабочей преобразовательной характеристики системы. Далее по значениям эталонных сигналов производится корректировка измерений, либо производится регулировка аппаратуры. Появляется принципиальная возможность превратить нестабильную измерительную систему в прецизионную, когда погрешности измерений практически будут соответствовать погрешности задания эталонных сигналов. Недостатком данного способа является то, что под воздействием дестабилизирующих факторов (температурный дрейф, нестабильность питающих напряжений
ит.п.) параметры измерительного канала РЛС могут кратковременно изменяться.
Ксистеме калибровки предъявляется требование простоты и оперативности. Процесс калибровки должен быть достаточно простым, чтобы его мог осуществлять технический персонал средней квалификации, либо полностью автоматизированным. Цель статьи – рассмотрение и анализ некоторых вариантов организации оперативной калибровки тракта РЛС.
В рассматриваемой РЛС производится скачкообразное изменение частоты и измерение фазы, точность измерения которой зависит от фазовых и амплитудных соотношений в квадратурных каналах. Отсюда следует, что одно из направлений процесса калибровки РЛС состоит в градуировке квадратурного выхода радиолокационного приемника иопределении фазовой характеристики наразличных частотах.
Традиционным методом калибровки РЛС является измерение радиолокационных параметров с помощью специального сигнал-генератора, от которого сигнал заданной мощности через направленный ответвитель поступает в приемник РЛС. При подобной калибровке можно достаточно быстро определить все радиолокационные параметры, за исключением параметров антенны.
Очевидно, что для контроля перепада мощности в тракт станции необходимо тем или иным образом ввести контрольный сигнал, соответствующий параметрам импульса передатчика. Формирование контрольного сигнала может осуществляться двумя методами. Первый основан на использовании различного рода генераторов для получения имитированного контрольного сигнала, второй – на формировании этого сигнала из зондирующего импульса. В общем виде схема подключения формирователя контрольного сигнала ФКС показана на рис.1. Сигнал может быть введен в раскрыв антенны с помощью дополнительного облучателя, в волноводно-фидерный тракт с использованием направленного ответвителя НО или непосредственно в различные сечения приемного тракта станции.
Рис. 1. Обобщенная структурная схема калибровки РЛС АП – антенный переключатель; РПрУ – приемник; РПдУ – передатчик
288 “Методы и устройства передачи и обработки информации”, 2009 г. Вып. 11
Методы и устройства обработки радиолокационной информации
Данный метод подачи эталонного сигнала позволяет охватить все элементы радиочастотного и низкочастотного тракта РЛС. Однако введение дополнительного облучателя для антенн с электрическим сканированием нежелательно и требует выносной конструкции. Поэтому в современных РЛС с ФАР используются технологии формирования калибровочного сигнала (пилот-сигнала), идентичного зондирующим импульсам.
При калибровке с помощью эталонного импульса формирование пилотсигнала может осуществляться прямым ослаблением импульса передатчика и вводом его в тракт приемника РЛС в качестве контрольного сигнала. Такой принцип получения калибровочного (реперного) сигнала затрагивает наименее изменяемую в приемо-передатчике РЛС радиочастотную часть. В практике организации диагностического и функционального контроля РЛС наиболее широкое применение нашел метод, основанный на формировании пилот-сигнала, который отличается от зондирующих сигналов задержкой на определенное время. Такая задержка сигнала позволяет имитировать перемещение реальной точечной цели, а сам сигнал при соответствующем его формировании обладает широкими возможностями имитации различных ситуаций. Основной недостаток данного подхода – калибровкой не охвачено многоканальное радиопередающее устройство, используемое в активной ФАР.
Формирование контрольного сигнала (реперного сигнала, пилот-сигнала) предусматривает применение имитатора высокочастотных контрольных импульсов, параметры которого соответствуют параметрам зондирующих импульсов. Контрольный сигнал может подаваться в измерительный тракт РЛС в различные сечения.
На рис. 2 представлены варианты подачи пилот-сигнала в различные сечения. Формирование контрольного сигнала осуществляется в цифровом формирователе пилот-сигнала (ЦФПС). В данной схеме он выведен из структуры цифрового формирователя сигналов гетеродина и передатчика (ЦФСГП). При конструктивном исполнении ЦФПС целесообразно совместить с ЦФСГП, поскольку при формировании пилот-сигнала используются те же сигналы и коды, которые используются в формирователе зондирующего сигнала.
В блоке ЦФПС формируется широкий набор эталонных сигналов: сигнал на рабочей частоте текущего зондирования, сигнал на промежуточной частоте, сигнал в цифровом виде (в виде цифровых отсчетов квадратурных составляющих). Поэтому сформированные сигналы можно использовать в различных сечениях РЛС. На рабочей частоте можно охватить контролем антенный АП, приемник РПрУ. На промежуточной частоте контролем будет охвачен тракт ПЧ РПрУ и последующие устройства обработки и демодуляции сигналов. И, наконец, подача сигналов в цифровой форме позволяет охватить контролем блок ЦОС.
Использование пилот-сигнала позволяет реализовать принцип автокалибровки, т.е. осуществление калибровки в автоматическом режиме, без прерывания процесса измерений.
Калибратор автоматически поддерживает величину реперного сигнала равной определенной части мощности передатчика, а его несущую частоту – равной
“Методы и устройства передачи и обработки информации”, 2009 г. Вып. 11 289
Методы и устройства обработки радиолокационной информации
частоте зондирующего сигнала. Для этого используются элементы контроля мощности, которые присутствуют в современном РПдУ. Блок синхронизации запускает ЦФПС с заданной задержкой и фазой относительно зондирующего сигнала, эквивалентной определенной дальности. Как правило, местоположение реперного сигнала выбирается на предельных дальностях, чтобы не мешать наблюдению объектов, располагающихся в зоне ответственности РЛС.
РПдУ 
Синронизатор 
ЦФПС
АП |
ЦФСГП |
|
Блок |
|
Квадратурный |
Yc |
|
|
демодулятор |
Ys ЦОС |
|
РПрУ |
|||
|
|
||
|
|
|
Рис. 2. Обобщенная схема раздачи пилот-сигналов в РЛС
Реперный сигнал калибратора проходит в приемном тракте те же преобразования, что и эхо сигнал обычных целей, а его величина на входе приемника жестко связана с мощностью передатчика. Поэтому значения выходных сигналов, отсчитываемых от уровня реперного сигнала, не зависят от мощности передатчика, а также чувствительности, усиления и точности настройки приемника.
Эксперименты показывают, что искажения квадратурных составляющих сигнала за счет введения калибровки могут быть снижены до 0,7 дБ (случайная составляющая погрешности – 0,5 дБ, систематическая – 0,2 дБ). Это практически исключает ошибки, обусловленные нестабильностью параметров радиолокационной станции.
В заключение данного раздела отметим еще один режим – режим юстировки, который существенно используется в процессе производства РЛС и при периодическом контроле ее параметров. В данном режиме для измерения фазовых набегов сигнала в тракте обработки используются сигналы с длительностью, соответствующей одному дискрету дальности. Кроме таких сигналов в силу специфики рассматриваемой РЛС в качестве юстировочных сигналов целесообразно использовать простые импульсные сигналы, у которых отсутствует фазовая или частотная внутриимпульсная модуляция. Это позволит реализовать проверку качества формирования дальностного портрета цели.
Таким образом, комплекс мер и дополнительной встроенной аппаратуры по контролю за временными (фазовыми) и частотными характеристиками тракта приема и обработки радиолокационных сигналов позволяет скорректировать искажения сигналов. Рассмотренный выше подход в полной мере использует принципы частотной факторизации пространственно-временной структуры наблюдаемого объекта.
290 “Методы и устройства передачи и обработки информации”, 2009 г. Вып. 11
Методы и устройства обработки радиолокационной информации
Литература
1.Патент РФ 2103706. Способ калибровки радиолокатора и радиолокатор // В.В.Булкин,
В.В.Костров, В.В.Фалин, Г.Г.Щукин / Класс G 01 S 7/40. Приоритет 11.07.96, Опубл.
27.01.98.Б.И., 1998, № 3.
2.А.с. СССР 1577529. Калибратор метеорадиолокатора (ДСП) // В.В.Булкин,
Р.В.Первушин, В.В.Костров / Класс G01S 7/40. Приоритет 23.5.88, Зарегистр. 8.3.90.
УДК 621.396
Методика расчета основных характеристик радиодальномера со ступенчатым изменением частоты
Мольков А.В., Костров В.В.
Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет» 602264, г. Муром, ул. Орловская, 23,
E-mail: vvk@mit.ru
В статье рассмотрены основы расчета основных характеристик радиодальномера со ступенчатым изменением частоты. Приведены примеры расчетов и проанализированы полученные данные.
Одно из направлений развития импульсных радиолокационных систем (РЛС), сложившихся в последние десятилетия, заключается в применении изменения частоты зондирующего сигнала [1]. В радиолокационных системах с непрерывным зондирующим сигналом ступенчатое изменение частоты (СИЧ) также появилось сравнительно недавно [2]. Использование большого количества ступенек частоты позволяет в целом создать сигнал с широкой полосой, что обеспечивает основное преимущество радиолокатора – высокое разрешение по дальности. При этом определенные преимущества для построения РЛС дает импульсный режим работы. Целью данной работы является разработка методики расчета основных параметров кинематики обзора дальномерной импульсной РЛС со ступенчатым изменением частоты (РЛС СИЧ). К основным параметрам радиодальномера относятся разрешающая способность по дальности, максимальная однозначно измеряемая дальность, минимальная дальность действия. Энергетические соотношения для радиодальномера в данной работе не рассматриваются.
Разрешающая способность. Для импульсной РЛС СИЧ можно рассматривать два типа разрешающей способности. При использовании амплитудного режима разрешающая способность по дальности ∆R длительностью зондирующего импульса τs и определяется известным соотношением ∆R = 0,5 cτs , где c – ско-
рость распространения волны. Потенциальная разрешающая способность по дальности в РЛС СИЧ реализуется в когерентном режиме и определяется, как следует из [3], соотношением:
|
∆R = |
c |
|
|
|
|
|
. |
(1) |
|
|
|
2∆F N |
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
“Методы и устройства передачи и обработки информации”, 2009 г. Вып. 11 |
291 |
|||