chapter 4

Методы и устройства обработки радиолокационной информации

3.Справочник по радиолокации / Под ред. М.Сколника. Т. 3. Радиолокационные устройства и системы. – М.: Сов. радио, 1978. – 528 с.

4.Бобров Д.Ю., Доброжанский А.П., Зайцев Г.В., Маликов Ю.В., Цыпин И.Б. Обработка сигналов в многофункциональных РЛС. Часть 2: Алгоритмы обработки радиолокационных сигналов // Цифровая обработка сигналов. 2002. №1. С.28-39.

УДК 621.396

Принципы обработки сигналов и построения устройства ЦОС в РЛС со ступенчатым изменением частоты

Костров В.В., Мольков А.В.

Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет» 602264, г. Муром, ул. Орловская, 23,

E-mail: vvk@mit.ru

В статье рассмотрены основные принципы построения импульсных радиолокационных систем (РЛС) высокого разрешения с цифровой обработкой сигналов (ЦОС). Приведены основные структуры РЛС с использованием ЦОС. Даны рекомендации по организации когерентной и комбинированной когерентнонекогерентной обработкой принимаемых сигналов.

Зондирующий сигнал в рассматриваемой РЛС представляет собой импульсный радиочастотный сигнал с внутриимпульсной фазокодовой (ФКМ) или линейной частотной (ЛЧМ) модуляцией. Несущая частота радиоимпульсов изменяется скачкообразно на одинаковую величину. Использование большого количества ступенек частоты позволяет в целом создать сигнал с широкой полосой. Это обеспечивает основное преимущество радиолокатора подобного типа – высокое разрешение по дальности [1]. Для достижения этого преимущества необходимо использовать фазовые свойства принимаемых сигналов и когерентную обработку [2]. Целью данной работы является рассмотрение основных принципов обработки сигналов и построения устройства ЦОС в РЛС со ступенчатым изменением частоты.

Взаимодействие цифровых устройств в РЛС. На рис. 1 представлена обобщенная структурная схема когерентной РЛС, отражающая классические принципы построения подобных устройств. Переключатель приемника и передатчика (ППП) осуществляет подключение передатчика к антенне при излучении зондирующего сигнала и антенны к приемнику – на время приема эхо-сигналов. Блок «Синхронизатор» осуществляет общую синхронизацию системы по времени. Он задает период следования и длительность зондирующих импульсов, формирует тактовые импульсы для оцифровки сигналов и т.п. Цифровой формирователь сигналов гетеродинов и передатчика (ЦФСГП) вырабатывает сигналы, необходимые для работы всех радиочастотных блоков радиопередающего устройства (РПдУ) и радиоприемного устройства (РПрУ), а также модулирующие сигналы для реализации линейной частотной модуляции и фазовой кодовой манипуляции.

252 “Методы и устройства передачи и обработки информации”, 2009 г. Вып. 11

Методы и устройства обработки радиолокационной информации

Законы модуляции и кодовые последовательности передаются на блок цифровой обработки сигналов (Блок ЦОС) для использования при сжатии сложного сигнала и последующей обработке.

Рис. 1. Обобщенная структурная схема РЛС

На основе этих колебаний с помощью цифрового синтезатора формируются сигналы гетеродинов и передатчика и опорный сигнал с промежуточной частотой для «Квадратурного демодулятора». Эти же колебания используются при формировании меток времени в таймере блока «Синхронизатор». Сигнал с промежуточной частотой на выходе РПрУ поступает на блок «Квадратурный демодулятор», где расщепляется на синфазную и квадратурную составляющие и оцифровываются. Сигналы Yc и Ys в цифровом виде поступают в «Блок ЦОС». Аппарат-

но-программный «Блок ЦОС» производит цифровую обработку сигналов и первичную обработку информации. Потребителям выдается в цифровом виде информация об обнаруженных целях и их координатах.

При построении блока «Квадратурный демодулятор» возможны различные варианты. Один из простейших вариантов построения схемы квадратурного демодулятора представлен на рис. 2.

Рис. 2. Вариант структурной схемы с аналоговым квадратурным формирователем

Сигнал с выхода усилителя промежуточной частоты (УПЧ) поступает на перемножители П, на второй вход которых поступают сдвинутые по фазе на 90º сигналы от опорного генератора Г (сигнал формируется в ЦФСГП). Нежелательные продукты преобразования подавляются в канальных фильтрах низких частот (ФНЧ), а полезные сигналы оцифровываются в аналого-цифровых преобразователях АЦП, после чего поступают в блок ЦОС. С некоторой потерей отношения сигнал-шум (менее 0,3 дБ) можно использовать схему с цифровым формированием квадратурных составляющих сигнала (ЦФКС), которая представлена на рис. 3.

“Методы и устройства передачи и обработки информации”, 2009 г. Вып. 11 253

Методы и устройства обработки радиолокационной информации

Подобные схемы требуют повышенной по сравнению со схемой рис. 2 тактовой частоты.

Рис. 3. Вариант структурной схемы с цифровым квадратурным формирователем

Приведенные структуры предназначены для приема сигналов с ЛЧМ. Работа РЛС в режиме приема ФКМ сигнала требует реконфигурации блока формирования квадратурных составляющих. Например, в схеме по рис. 2 необходимо ввести еще 2 АЦП (рис. 4), которые имеют такую же тактовую частоту, но сигнал тактирования сдвинут на половину интервала дискретизации с помощью линии задержки ЛЗ. В результате получаем 4 квадратурные составляющие Ys , Yc , Yc′ и

Ys′, которые используются в дальнейшей цифровой обработке сигналов.

отсчетов вдоль дистанции, зависящее от ширины спектра и базы сигнала. Если тактовая частота fT соответствует минимальному интервалу дискретизации по В.А.Котельникову дляодиночного импульса, то один дискрет дальности составляет

где τd – интервал дискретизации.

Пусть зондирующий сигнал занимает n дискрет. При выбранной выше тактовой частоте fT это соответствует базе сигнала В, причем сжатый сигнал занимает

один дискрет дальности.

Рассмотрим обобщенную структуру алгоритма обработки ЛЧМ сигнала. Первой операцией в цифровой обработке является сжатие сигнала (корреляционная

254 “Методы и устройства передачи и обработки информации”, 2009 г. Вып. 11

Методы и устройства обработки радиолокационной информации

обработка). Реализовать эту операцию можно различными способами: прямым вычислением корреляционных сумм во временной области, с использованием линейной (апериодической) свертки, в частотной области с использованием дискретного преобразования Фурье (ДПФ). Поскольку алгоритм сжатия сложного сигнала должен быть универсальным и пригодным для обработки и ЛЧМ сигнала, и ФКМ сигнала, то далее рассматривается алгоритм во временной области.

Преобразуем оптимальный алгоритм корреляционной обработки во временной области к виду, удобному для цифровой реализации. На входе блока ЦОС

Сигнал на выходе коррелятора представляет собой сумму произведений входного сигнала и опорного. В комплексном виде его можно получить прямыми вычислениями

Для реализации данного алгоритма формирования комплексной статистики обнаружения, как видно из данного соотношения, необходимо 4 перемножителя, 4 накопителя и 2 сумматора. В случае приема ФКМ сигналов копия сигнала явля-

ется реальной X&[l]= x[l]. Поэтому вычисление Zc [k] и Zs [k] упрощается

Однако сложность устройства не снижается, поскольку необходимо вычислять аналогичные корреляционные суммы для сигналов Yc′ и Ys′:

Вычисление свертки является самой трудоемкой операцией при реализации оптимального алгоритма обработки сложных сигналов с ФКМ или ЧМ. Поэтому время вычислений необходимо снижать. К настоящему времени разработано много способов ускорения вычислений при корреляционной обработке, в частности, за счет распараллеливания алгоритма, секционирования свертки, применения

“Методы и устройства передачи и обработки информации”, 2009 г. Вып. 11 255

Методы и устройства обработки радиолокационной информации

матричной обработки, теории чисел и т.д. Дальнейшая обработка сигнала может быть как когерентной, так и некогерентной.

Некогерентная обработка сигналов может использоваться для решения нескольких задач.

1.Сравнение модулей полученных корреляционных сумм (6) и (7) позволит методом максимального правдоподобия отобрать канал для последующей когерентной обработки.

2.Некогерентно-весовое накопление пачек импульсов позволяет получить сигнал, который используется для принятия решения об обнаружении объекта.

Когерентная обработка сжатых сигналов заключается в вычислении обратного ДПФ последовательностей, как функции изменяющейся частоты

ность отсчетов сжатых сигналов в k -ом дискрете дальности.

Из (8) видно, что когерентная обработка сигналов позволила организовать внутри каждого дискрета дальности еще одну шкалу дальности, которая отличается повышенной точностью измерения дальности и разрешающей способностью. Когерентную обработку сжатых сигналов целесообразно производить в тех ячейках дальности, в которых обнаружены объекты. Это позволит существенно сэкономить ресурс вычислительного комплекса РЛС.

Литература

1.Iizuka K., Freundorfer A.P., Wu K.H., Mori H., Ogura H., Nguyen V.-K. Step-frequency radar // J. Appl. Phys. 1984. Vol. 56. Pp. 2572-2583.

2.Костров В.В., Мольков А.В. Принципы измерения дальности с использованием сверхширокополосных сигналов со ступенчатым изменением частоты // См. настоящий сборник.

УДК 621.396

Измерение доплеровского смещения частоты по спектру неэквидистантной последовательности сжатых фазокодоманипулированных сигналов

Костров В.В., Терсин В.В.

Федеральное агентство по образованию Муромский институт (филиал) ГОУ ВПО «Владимирский государственный университет» 602264, г. Муром, ул. Орловская, 23,

E-mail: itpu@mivlgu.ru

Исследуются возможности алгоритма измерения доплеровского смещения частоты по спектру смешанной эквидистантно-неэквидистантной последовательности отсчетов комплексной синусоиды, эквидистантные части кото-

256 “Методы и устройства передачи и обработки информации”, 2009 г. Вып. 11

Методы и устройства обработки радиолокационной информации

рой появляются в результате неполного сжатия каждого фазокодоманипулированного сигнала неэквидистантной пачки. Потребность в неполном сжатии обусловлена игольчатой формой функции неопределенности фазокодоманипулированного сигнала. В качестве оценки частоты комплексной синусоиды выбирается частота глобального максимума оценки спектра последовательности ее отсчетов. Оценка спектра производится с помощью решения нормальных уравнений Юла-Уокера.

При сжатии фазокодоманипулированного (ФКМ) сигнала, имеющего доплеровское смещение, длительность части сигнала, которую можно сжать без больших потерь, ограничена сверху половиной периода максимально возможной частоты Доплера, половина периода которой равна наибольшему общему делителю (НОД) межимпульсных интервалов неэквидистантной последовательности. Если максимальная частота Доплера достаточно велика, то вместо одного сжатого импульса получается эквидистантная последовательность из нескольких импульсов, каждый из которых является результатом сжатия некоторой части фазокодоманипулированного сигнала. Таких последовательностей будет ровно столько, сколько ФКМ сигналов содержится в неэквидистантной пачке.

Полученную в результате неполного сжатия ФКМ сигналов эквидистантнонеэквидистантную последовательность отсчетов комплексной синусоиды можно представить в виде прореженной периодической последовательности с периодом 1 НОД. В [1] показано, что найти оценку частоты Доплера можно с помощью преобразования Фурье (гребенки фильтров когерентного накопления) прореженной последовательности. Если же разложить эквидистантно-неэквидистантную последовательность на набор сдвинутых на 1 НОД неэквидистантных пачек не полностью сжатых ФКМ сигналов, то оценить частоту можно с помощью фазового метода [2].

Для оценки спектра прореженной последовательности, как и в [3], будем использовать параметрический спектральный анализ: строить авторегрессионную модель и находить ее коэффициенты, решая нормальные уравнения Юла-Уокера. В качестве оценки частоты Доплера будем выбирать частоту глобального максимума оценки спектра прореженной последовательности отсчетов комплексной синусоиды.

Для сжатия ФКМ сигнала будем использовать релейный, ранговый и знаковый корреляторы. Релейный (линейный с нормировкой по мощности шума) коррелятор имеет знаковый (вещественный) опорный сигнал (копию) и комплексный входной сигнал. Стабилизация ложной тревоги на выходе релейного коррелятора осуществляется с помощью вычисления медианной оценки мощности выходного шума в скользящем окне, симметрично расположенном по дальности относительно анализируемого элемента. Перед выполнением свертки в ранговом корреляторе комплексный вектор входных сигналов заменяется комплексным ранговым, а в знаковом корреляторе – комплексным знаковым вектором с нулевым средним.

Оценка характеристик исследуемого алгоритма измерения частоты Доплера проводилась с помощью имитационного моделирования. Использовались неэквидистантные последовательности из 4, 8, 12 и 16 ФКМ импульсов с базой 128 дис-

“Методы и устройства передачи и обработки информации”, 2009 г. Вып. 11 257

Методы и устройства обработки радиолокационной информации

крет, интервалы между которыми приведены в таблицах 1, 2 и 3. Последовательности получены добавлением к минимальному и максимальному интервалам очередного интервала, минимизирующего уровень боковых лепестков спектра последовательности неэквидистантных отсчетов комплексной синусоиды.

Предполагалось, что длительности межимпульсных интервалов, заданные в дискретах, имеют НОД, равный 8, 16 и 32, а один дискрет, определяющий интервал разрешения РЛС по дальности, равен 0.833 Мкс. Количество сжатых частей ФКМ сигнала зависит от величины НОД и при базе 128 равно 4 для НОД=32 , 8 для НОД=16 и 16 для НОД=8.

Таблица 1. Межимпульсные длины интервалов в НОДах (НОД = 8)

Полученные в результате моделирования оценки нормированного спектра эквидистантно-неэквидистантной последовательности для пачки из 12 ФКМ импульсов и различном НОД, приведены на рис. 1. Хорошо видно, что оценки спектра после релейного и рангового корреляторов (но не знакового) не имеют локальных максимумов и практически совпадают.

Рис. 1. Спектр после релейного (1), рангового (2) и знакового (3) корреляторов: частота сигнала 5 кГц, пачка из 12 ФКМ импульсов

258 “Методы и устройства передачи и обработки информации”, 2009 г. Вып. 11

Методы и устройства обработки радиолокационной информации

сти аномальной ошибки (графики обрываются слева при одних и тех же отношениях сигнал/шум), но сильно (на порядок) проигрывает в величине СКО. Как показано на рис. 6, при уменьшении НОД в 2 раза аномальная ошибка возникает при отношении сигнал/шум, меньшим на 3 дБ.

Рис. 6. СКО частоты после а) релейного, б) рангового, в) знакового корреляторов: частота сигнала 5 кГц, пачка из 12 ФКМ импульсов, НОД = 8, 16, 32

Рис. 7. СКО частоты после а) релейного, б) рангового, в) знакового корреляторов: частота сигнала 5 кГц, пачка из 12 ФКМ импульсов, НОД = 8, 16, 3, корреляционно-фильтровая обработка эквидистантно-неэквидистантной пачки

“Методы и устройства передачи и обработки информации”, 2009 г. Вып. 11 261