РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ БОРЬБА: РАДИОРАЗВЕДКА И РАДИОПРОТИВОДЕЙСТВИЕ

Диаграммы направленности антенн A1, A2 имеют максимумы по направлениям -∆θо и +∆θо

соответственно fN(∆θo-ε), fN(∆θo+ε) (10.120)

Учитывая (10.118), (10.119) и (10.120), можно записать комплексные огибающие сигналов, создаваемых парной целью в антеннах A1 и A2:

Ёс1(t)=E1a(t-∆t)e-jϕ(t-∆t)e-jω0(t-∆t)fN(∆θo+∆θ/2+δ)+E2a(t-∆t)e-jϕ(t-∆t)e-j∆ψe-jω0(t-∆t)fN( ∆θo-∆θ/2+δ) Ёс2(t)=E1a(t-∆t)e-jϕ(t-∆t)e-jω0(t-∆t)fN(∆θo-∆θ/2-δ)+E2a(t-∆t)e-jϕ(t-∆t)e-j∆ψe-jω0(t-∆t)fN( ∆θo+∆θ/2-δ)

(10.121)

Радиопеленгатор будет следить за точкой В, смещенной относительно середины базы между целями на величину δ, которая может быть определена из условия

Трансцендентное уравнение (10.123) можно решить, если конкретизировать описание fN(ε). Для этого можно воспользоваться широко распространенной и уже использованной выше моделью ДНА в виде гауссовой кривой fN(ε)=exp(-π(ε/∆εa)2 ) . Можно также в малых окрестностях точки ε=0 представить ДНА степенным рядом, ограничившись двумя членами разложения:

Использование в (10.123) любой аппроксимации позволяет получить решение в виде формулы Б. Поликарпова [2]:

Формула справедлива при малых углах δ, когда tgδ=δ . Если когерентные помехи синфазны (∆ψ=О), то

δ=∆θ/2((1-β)/(1+β)) (10.127)

Иначе говоря, при β=1 пеленгатор следит за центром базы (амплитудный центр тяжести гантели, образованной двумя источниками одинаковых по амплитуде помех). При β≠1 равносигнальное направление пеленгатора следит за некоторой точкой А внутри базы. Если когерентные помехи противофазны (ψ=π), то из (10.173) получается

Для объяснения этого эффекта можно рассмотреть структуру фазового фронта электромагнитной волны, формируемой парным излучателем когерентных помеховых колебаний. На рис. 10.92 показаны два излучателя (1 и 2) противофазных когерентных помех:

u1(t)=E1cos(ω0t-ϕ1); u2(t)=-E2cos(ω0t-ϕ1); (10.129)

В произвольную точку приема x=s эти колебания придут с комплексными амплитудами

где

∆r=r1+r2 (10.131)

разность хода лучей.

Суммарная амплитуда электромагнитной волны в произвольной точке приема равна

где, как и прежде, β=E2/E1 k=2π/λ=ω/c - модуль волнового вектора (пространственная частота когерентных помех).

Фазовая характеристика поля, создаваемого парным излучателем (10.132), равна

ϕΣ=arctg(β*sink∆ρ/(1-β*cosk∆ρ) (10.133)

где k∆r - скалярное произведение.

Как только ∆r возрастает на λ, а фаза k∆r =2π∆r/λ возрастает на 2π, при β=1 на интенсивность суммарного поля EΣ обращается в нуль. В промежутках между точками обращения в нуль EΣ изменяется вдоль оси Ох как на рис. 10.92, т.е. имеет периодический характер. При переходе от лепестка к лепестку EΣ происходит смена фазы ϕΣ на π. Из рис. 10.92 видно, что расстояние s между нулями (ширина лепестка EΣ для случая большого удаления r0 >>d излучателей помех от радиопеленгатора равно

Например, r0=20км; λ=5 см, d=5м, тогда s=200м, так как апертуры приемных антенн DA<<S , антенны радиопеленгатора находятся в пределах одного лепестка интерференционной картины Es[x=f(θ)].

Если интерференционную картину, развернутую на рис. 10.92 вдоль оси х, изобразить в полярных координатах, как на рис. 10.93, можно более наглядно наблюдать амплитудную и фазовую характеристики суммарного поля когерентных противофазных помех. На рис. 10.93 наглядно показаны скачки фазы на π по мере перехода от одного лепестка EΣ к другому.

При β≠1 фазовая характеристика на границе лепестков плавно переходит от значения ϕ до значения ϕ±π в интервале углов ∆θ конечной ширины [I]. На этих интервалах (в областях фазовой инверсии [2], [30]) тоже складываются условия, приводящие к ошибкам пеленгования. Угол между касательными к сферическим фазовым фронтам, соответствующим фронту ro=const (в середине базы d), и фронту по отношению к равносигнальному направлению пеленгатора можно найти на основе рассмотрения геометрических построений (рис. 10.94).

При синфазных когерентных помехах комплексная огибающая суммы полей обоих источников в точке приема О равна:

Для больших удалений излучателей помех от пеленгатора, когда векторы r1, r2, r0 почти параллельны, справедлива аппроксимация

рис.10.95,а,б.

Если изменить угол & на рис. 10.95 на малую величину ∆&, изменится фазовый сдвиг суммарной волны δϕΣ. При этом порождаемая разность хода σr и фаза δϕΣ связаны зависимостью

δϕΣ=δr2π/λ

Из рис.10.94 следует, что σr =NN', а угловая ошибка & оценивается как tg σ = NN'/ON .

попеременно с каждой цели (рис.10.97,а). Различают синхронное (рис.10.97,6) и несинхронное (рис.10.97,в) мерцания.

В первом случае оба летательных аппарата обмениваются информацией о частоте и фазе меандра, манипулирующего амплитудой сигнала для создания мерцаний

Fm=1/Tm (10.141)

что позволяет попеременно излучать с каждой цели сигнал длительности Тm/2. Во втором случае такой синхронизации нет.

Различают мерцающие помехи с малой базой, когда цели находятся в пределах одного самолета (например, на концах крыльев). Если излучающие точки находятся на разных самолетах, говорят о мерцающих помехах с большой базой. В первом случае помехи могут быть когерентными: на одном самолете нет принципиальных трудностей для их создания. Во втором случае помехи, как правило, некогерентны и их создание связано с необходимостью иметь радиолинию обмена информацией о сигнале управления мерцаниями.

Известно несколько способов создания помех на большой базе. Первый способ состоит в том, что один из самолетов считается ведущим, а второй - ведомым. Ведущий самолет излучает свою мерцающую (манипулированную меандром по амплитуде) помеху независимо и навязывает дистанционно излучение с синхронным и синфазным мерцанием ведомому ЛА.

Второй способ состоит в том, что оба самолета - ведомые, а синхронное мерцание навязывается извне с третьего самолета.

Третий способ состоит в том, что в паре самолетов мерцает только один самолет, а второй излучает непрерывную шумовую помеху.

Четвертый способ предусматривает использование для синхронизации электронных сверочных часов, навязывающих фазу генераторам меандра, манипулирующего амплитудой мерцающей помехи.

По мере сближения радиопеленгатора с парной целью, излучающей синхронные мерцающие помехи, наблюдаются следующие явления. Поскольку Тm обычно велико (Fm мало), любой радиопеленгатор следящего типа с точностью до переходных процессов повторяет картину смены пеленгов от θ1 до θ2 с размахом ∆θ (рис. 10.98) до тех пор, пока ∆θ<∆θр и парная мерцающая цель находится в главном лепестке.

Когда ∆θ>∆θр, цели разрешаются и радиопеленгатор

в течение времени Tm/2 следит за второй целью.

Если радиопеленгатор установлен на ракете, наводимой на парную цель (рис. 10.99), до момента ∆θ<∆θр она направляется в энергетический центр базы целей, имея мгновенное значение промаха по каждой цели:

∆n=d/2*cosθ (10.142)

10.11. Подавление взаимокорреляционных систем пространственно разнесенными помехами

Как показано выше, взаимокорреляционные РЭС составляют важный класс радиоэлектронных систем. К ним относятся корреляционные радиопеленгаторы, разностно-дальномерные и суммарнодальномерные системы местоопределения и некоторые другие. Подобные РЭС оказываются очень устойчивыми против сосредоточенных по пространству. Ниже рассмотрим методы радиопротиводействия взаимнокорреляционным системам.

Помехи, при помощи которых реализуются эти методы, относятся к специальным антикорреляционным пространственно-разнесенным помехам.

Взаимокорреляционные двухточечные помехи не эффективны против взаимокорреляционных систем. Этот неочевидный факт можно иллюстрировать следующим образом. На рис. 10.101 представлена обычная схема взаимокорреляционного пеленгатора, определяющего угловую координату цели в одной плоскости. На пеленгатор действуют две шумовые помехи ξ1 (t) и ξ 2(t), излучаемые целями Ц1 и Ц2, разнесенными на базу D. Шумы ξ1 (t) и ξ 2(t)коррелированы между собой, так что

∆t=∆r/c=dθ/c (10.152)

Напряжение на выходе интегратора в схеме (рис. 10.101) можно oпределить как

где R12(τ') - огибающие автокорреляционных функций шумов ξ1 (t) и ξ 2(t), a cosωnp(τ') - их общее заполнение.

Вид корреляционной функции R12(τ') и ее производной показаны на рис. 10.102,а,б.

Если использовать дискриминационную характеристику вида рис. 10.102, б, можно получить следящий радиопеленгатор, в котором пеленг парной цели θ определяется при условии

∆τ*=dθ*/c (10.154)

При этом обнуление функции R'Σ(-)sinωnp(-) происходит как по огибающей R'Σ(-)=0 (грубый отсчет), так и по заполнению sinωnp(-)=0. Можно использовать дискриминационную характеристику вида рис.10.102,д, устанавливая отсчет (10.154) по максимуму (а не по нулю) R'Σ(τ)cosωnp(τ).

Из сказанного видно, что совместная корреляционная функция

несет одинаковую измерительную информацию ∆τ*-∆t, и позволяет определить истинный пеленг парной цели. Таким образом, взаимокорреляционньве шумы (R12, R21) только улучшают точность пеленгования и против взаимокорреляционных пеленгаторов не эффективны.