Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:патенты / Сборник патентов_13641
.pdf
Предпочтительно предусмотрены средства для произвольного изменения направления комбинации
отводимых напряжений.
Один из способов реализации изобретения предусматривает использование корректирующей схемы,
состоящей из двух параллельных ветвей: одна включает индуктивность и сопротивление, соединенные
последовательно, а другая — емкость и сопротивление, также соединенные последовательно.
Предусмотрены средства (60) для отвода напряжения, создаваемого на резистивных участках двух
параллельных ветвей. Эти два напряжения подаются каждое на одну из первичных обмоток двухфазного
трансформатора, на вторичной обмотке которого будут генерироваться напряжения, необходимые для
коррекции. Таким образом, одна первичная обмотка соединяется между точкой соединения резисторов в
параллельных ответвлениях цепи и другим концом резистора в одной из ветвей этой цепи, а другая
первичная обмотка аналогичным образом подключается к резистору в другой ветви цепи. Предпочтительно,
чтобы в схему 75 одной из первичных осей был включен реверсивный переключатель, позволяющий при
необходимости менять направление комбинации напряжений, создаваемых на двух первичных осях.
Резистивно-индуктивно-емкостная сеть построена таким образом, что каждое сопротивление равно
квадратному корню из частного отношения емкости к индуктивности.
Если первичные частицы связаны со вторичными в каком-либо смысле, то амплитуда, создаваемая во
вторичном поле, будет постоянной при изменении частоты, но при этом фаза будет меняться по мере
изменения частоты. При подключении первичных обмоток в другом направлении фаза вторичного напряжения
будет такой же, как и у напряжения, подаваемого на входные клеммы всего устройства, а амплитуда
останется постоянной.
Предпочтительно, чтобы точки отвода на ветвях сети были подвижными, и будет видно, что когда
реверсивный переключатель 95 находится в положении, обеспечивающем постоянную амплитуду и
отсутствие изменения фазы, если точку отвода в емкостной ветви цепи переместить вниз по сопротивлению в
этой ветви (т.е. к точке соединения 100 сопротивлений в двух ветвях), это приведет к тому, что амплитуда
характеристики будет падать с увеличением частоты. Если же, с другой стороны, эта точка отвода останется
неподвижной, а другая точка отвода будет изменяться, то возникнет обратный эффект, то есть восходящая
характеристика, причем величина «наклона» будет определяться положением точек отвода на резисторах.
Очевидно, речь идет о частоте, при которой начинает проявляться коррекция.
зависит от относительных значений индуктивного реактивного сопротивления и реактивного сопротивления
емкости по отношению к сопротивлению. Из этого следует, что если требуется коррекция на низких частотах
(например, для низких нот), то необходимы большие значения индуктивности и емкости, тогда как если
требуется коррекция на более высоких частотах (например, соответствующих высоким нотам), то следует
выбирать меньшие значения индуктивности и емкости, причем значение квадратного корня из частного
отношения емкости к индуктивности, разумеется, во всех случаях равно сопротивлению. Таким образом,
данная схема подходит для коррекции амплитуды.
При переключении реверсивного переключателя в другое положение можно получить фазовую коррекцию или
комбинацию фазовой и амплитудной коррекции.
Вместо описанной выше простой формы нереактивной цепи с постоянным импедансом можно использовать
схему, состоящую из индуктивности, зашунтированной сопротивлением, причем эта комбинация соединена
последовательно с емкостью, зашунтированной сопротивлением, и, очевидно, могут быть использованы
многие другие более сложные формы нереактивных цепей с практически постоянным импедансом. Например,
такая сеть может включать две параллельные ветви: одна состоит из первой индуктивности, соединенной
последовательно со второй индуктивностью и емкостью, причем каждое из двух последних реактивных
сопротивлений зашунтировано сопротивлением, а другая состоит из емкости, второй емкости и
индуктивности, соединенных последовательно, причем каждое из двух последних реактивных сопротивлений
зашунтировано сопротивлением. В этом случае подвижные точки отвода для первичных обмоток
трансформатора могут быть подключены к сопротивлениям, шунтирующим вторую индуктивность и вторую
емкость соответственно (или к другому сопротивлению в зависимости от желаемого эффекта).
В еще одном варианте схемы сети с практически постоянным импедансом, не вызывающей реактивной
активности, сеть включает две «параллельные» цепи, соединенные последовательно: первая
«параллельная» цепь состоит из индуктивности, зашунтированной последовательно индуктивностью и
сопротивлением, а также последовательно емкостью и сопротивлением; вторая «параллельная» цепь состоит
из емкости, зашунтированной последовательно сопротивлением и емкостью, а также последовательно
индуктивностью и сопротивлением.
Соединения, разработанные в соответствии с данным изобретением, легко применимы к сетевым цепям, где,
как правило, требуются весьма удобные значения индуктивности и емкости. Изобретение также подходит для
использования в сочетании с клапанными системами.
Незначительным, но важным преимуществом данного изобретения является то, что благодаря практически
постоянному импедансу корректирующего устройства, соответствующего ему, его удобно устанавливать на
приемном конце линии, и в этом случае его расположение может быть таким, чтобы не вызывать практически
никаких трудностей, связанных с отражением, поскольку во многих случаях постоянный входной импеданс
может быть выбран равным импульсному импедансу линии, к концу которой подключено устройство.
Объединяющий трансформатор или другое устройство, используемое для объединения напряжений,
возникающих в ветвях практически нереактивной сети, должно, разумеется, быть сконструировано таким
образом, чтобы практически никакая нагрузка не возвращалась обратно в сеть, поскольку если какая-либо
значительная нагрузка возвращается, нарушается условие постоянного входного импеданса.
Дата: 24 декабря 1930 года.
CARPMAELS & RANSFORD, агенты заявителя, 24, Southampton Buildings, Лондон, W.C. 2.
ПОЛНАЯ СПЕЦИФИКАЦИЯ.
Усовершенствования в области электрических импедансных сетей или связанные с ними.
Я, Ноэль Мейер Р-Сист, подданный Великобритании, проживающий по адресу: Лондон Роуд, 109, Челмсфорд,
Эссекс, настоящим заявляю о характере данного изобретения и о способе его осуществления, которые будут
подробно описаны и установлены в следующем заявлении:
Данное изобретение относится к сетям с электрическим импедансом и имеет своей целью создание схемы с
практически постоянным импедансом, которая может быть использована для коррекции частоты.
Разумеется, хорошо известно, что импеданс, создаваемый параллельной цепью, состоящей из
индуктивности, сопротивления и емкости, или комбинацией таких цепей, является «общенереактивным» (т. е.
имеет нулевое суммарное реактивное сопротивление, несмотря на наличие реактивного сопротивления в
составляющих элементах), и может быть изменен по полярности при необходимости.
Резистивно-индуктивно-емкостная сеть составлена таким образом, что каждое сопротивление r или r' равно
квадратному корню из частного отношения емкости к индуктивности. Если первичные звезды связаны со
вторичными в одном направлении, полученная коррекция будет (относительно) амплитудной коррекцией (см.
векторный анализ, приведенный ниже), тогда как при связи 75 первичных звезд в другом направлении
полученная коррекция будет (относительно) фазовой коррекцией. На рисунке 1 (и на других рисунках) I
обозначает входные клеммы напряжения, а II — выходные клеммы. 80 Предпочтительно, точки отвода на
ветвях сети должны быть подвижными, как показано на рисунке 1, и будет видно, что когда реверсивный
переключатель S находится в положении, обеспечивающем постоянную амплитуду и отсутствие изменения
фазы, если точку отвода в емкостной ветви цепи переместить вниз, сопротивление r1 в этой ветви (т.е.
(вблизи точки соединения сопротивлений в двух ветвях) эффект будет заключаться в том, что амплитуда
отклика будет уменьшаться по мере повышения частоты. Если же, с другой стороны, эта точка отвода
остается неподвижной, а другая точка отвода изменяется, то будет наблюдаться обратный эффект 95°, то
есть возрастающая характеристика, причем величина «наклона» будет определяться положением точек
отвода на резисторах. Очевидно, что частота, при которой начинается получение коррекции, зависит от
относительных значений индуктивного реактивного сопротивления и реактивного сопротивления емкости по
отношению к сопротивлению.
Из этого следует, что если требуется коррекция на низких частотах (например, для 105 низких нот), то
необходимы большие значения индуктивности и емкости, тогда как если требуется коррекция на более
высоких частотах (например,
требуется, при этом необходимо выбрать меньшие значения индуктивности и емкости 110, значение
квадратного корня из частного, индуктивность на емкость (т.е. Конечно, во всех случаях сопротивление
равносильно сопротивлению.
Не всегда необходимо использовать трансформатор на 115 В для объединения напряжений, снятых с двух
резисторов. Например, в случае «коррекции фазы» трансформатор можно исключить и использовать схему,
показанную на рисунке 2, при этом, разумеется, на клеммах II устанавливается суммарное напряжение 120
Ом. На рисунке 3 показана еще одна схема, которая может быть использована в случае коррекции
амплитуды. Импеданс цепи, принимающей корректирующие напряжения и подключенной к точке II, должен,
разумеется, быть относительно высоким по сравнению с сопротивлениями r r.
Вместо использования простых форм, эквивалентных омическому сопротивлению, если индуктивность,
емкость и сопротивление соотносятся таким образом, что последняя величина равна квадратному корню из
частного отношения емкости к индуктивности. Например, цепь, состоящая из двух параллельных ветвей, одна
из которых включает индуктивность и сопротивление, соединенные последовательно, а другая — емкость и
сопротивление, для всех частот обеспечивает практически постоянное сопротивление, равное сопротивлению
чистого сопротивления, величина которого равна фактическому омическому сопротивлению,
присутствующему в каждой ветви, при условии, что указанное омическое сопротивление (в каждой ветви
соответственно) численно равно квадратному корню из отношения емкости к индуктивности.
Настоящее изобретение предусматривает использование схемы с постоянным импедансом, практически не
обладающей реактивным сопротивлением (т. е. имеющей нулевое суммарное реактивное сопротивление,
несмотря на наличие реактивного сопротивления в элементах схемы), для получения напряжений, пригодных
для использования в целях коррекции частоты.
Согласно данному изобретению, схема коррекции частоты включает в себя сеть с практически постоянным
импедансом, в целом нереактивную, средства для снятия напряжений, возникающих на сопротивлениях в
индуктивной и емкостной ветвях указанной сети, и средства для объединения указанных напряжений с целью
получения результирующего напряжения, которое может быть использовано для целей коррекции.
Предпочтительно предусмотреть средства для произвольного изменения направления комбинации
отводимых напряжений.
Изобретение проиллюстрировано и пояснено в связи с прилагаемыми чертежами.
Обращаясь к рисунку 1, на котором показан один из способов реализации изобретения, схема коррекции
включает в себя сеть, состоящую из двух параллельных ветвей, одна из которых содержит индуктивность I и
сопротивление r, соединенные последовательно, а другая — емкость G и сопротивление r2, соединенные
последовательно. Предусмотрены средства для снятия напряжения, создаваемого на резистивных участках
двух параллельных ветвей W0. Эти два напряжения подаются каждое на одну из первичных обмоток P.
или p2 двухфазного трансформатора с двойной первичной обмоткой t, на вторичной обмотке 8 которого будут
генерироваться напряжения, необходимые для коррекции. Таким образом, одна первичная обмотка p2
соединена между точкой соединения резисторов в параллельных ответвлениях цепи и точкой отвода на
другом конце резистора r в одной из ветвей этой цепи, а другая первичная обмотка P2 аналогично соединена
с резистором r' в другой ветви цепи. Предпочтительно, чтобы в цепь одной из первичных обмотк был включен
реверсивный переключатель S, так что, исходя из принципа объединения напряжения, установленного в
схеме 370,030, сети с постоянным импедансом, не создающей реактивной мощности, описанной выше, можно
использовать множество более сложных форм сетей с практически постоянным импедансом, не создающих
реактивной мощности. Во всех подобных цепях суммарное эффективное сопротивление должно быть равно
квадратному корню из частного, полученного путем деления суммарной эффективной емкости на суммарную
эффективную индуктивность. Например, такая сеть может выглядеть так, как показано на рисунке 4, и может
включать две параллельные ветви, одна из которых состоит из первой индуктивности 1i, соединенной
последовательно со второй индуктивностью.
1
и емкость 02, причем каждое из двух упомянутых реактивных сопротивлений зашунтировано сопротивлением
r или r2, а другое состоит из емкости cl, второй емкости c и индуктивности 12, все последовательно, причем
каждое из двух упомянутых реактивных сопротивлений зашунтировано сопротивлением r1 или r3. В этом
случае подвижные точки отвода, обеспечивающие суммарные напряжения для первичных обмоток
трансформатора, могут быть подключены к резисторам, шунтирующим вторую индуктивность и вторую
емкость соответственно (или к другим резисторам соответственно — в зависимости от желаемого эффекта).
На рисунке 4 r-r1-=r3= В еще одной конфигурации сети с практически постоянным импедансом, не
вызывающей реактивных колебаний, показанной на рисунке 5, сеть включает две «параллельные цепи»,
соединенные последовательно: первая «параллельная» цепь состоит из индуктивности 13, зашунтированной
индуктивностью 14 и сопротивлением r4, соединенными последовательно, а также зашунтированной
емкостью c5 и сопротивлением r5, соединенными последовательно, и вторая «параллельная» цепь состоит из
емкости 63, зашунтированной сопротивлением r6 и емкостью c4, соединенными последовательно, а также
зашунтированной индуктивностью 1s и сопротивлением r7, соединенными последовательно. На рисунке 5
r4=r5=r6=r7= 5W 5 При желании любое из сопротивлений, включенных в любую из изображенных схем, может
быть заменено разветвленной подсетью, а любое из сопротивлений в разветвленных подсетях может быть
заменено дальнейшими разветвленными подсетями и так далее до любой желаемой степени сложности,
причем замененные разветвленные подсети, конечно же, сами по себе являются сетями в соответствии с
данным изобретением.
Необязательно, чтобы все разветвленные компоненты сети, составляющие составную сеть, были
спроектированы с одинаковой частотой в каждом квадранте, и во многих случаях может быть желательно
спроектировать различные сети с разными частотами в каждом квадранте. Замена простых сопротивлений в
(относительно) «основных» сетях такими разветвленными «подсетями» позволяет, как это можно назвать,
«умножить эффекты коррекции» и дополнительно облегчает получение желаемых значений импеданса в
соответствии с любыми заданными требованиями к входному и выходному импедансу. Замена сопротивлений
в (относительно) «основных» сетях подсетями показана на рисунке 8, где 1 r c r1 представляют собой части
«основной» сети, как показано на рисунке 3. На рисунке 8 сопротивления r и r показаны этими линиями, чтобы
указать, что их можно заменить подсетями, аналогичными «основной» сети (хотя и не обязательно с той же
частотой в квадранте), причем эти заменяющие подсети показаны на рисунке 8 пунктирными линиями.
80 Аналогичным образом, сопротивления в подсетях могут быть заменены дальнейшими подсетями, как
показано цепными линиями, а сопротивления в подсетях, показанных цепными линиями, могут быть заменены
подсетями, как показано пунктирными линиями... и так далее. Сеть, обозначенная пунктирной линией, которая
является подсетью относительно сети l r c r, представляет собой «основную» сеть относительно сети,
обозначенной цепочкой линий, 90 которая, в свою очередь, является «основной» сетью относительно сети,
обозначенной пунктирной линией. Различные пронумерованные точки на рисунке 8 будут упомянуты в
векторном описании позже. 95 Соединения, разработанные в соответствии с данным изобретением, легко
применимы к сетевым цепям, где, как правило, требуются весьма удобные значения индуктивности и емкости.
Изобретение 1OG также подходит для использования в системах с вентилями.
Примеры практического применения корректирующих устройств в соответствии с данным изобретением
представлены на рисунках 105 3a, 12a и 12b прилагаемых чертежей. На рисунке 3а показано корректирующее
устройство, используемое на приемном конце (т.е.
(передающий конец) линии электропередачи, ведущей от вещательной студии к радиопередатчику.
На рисунке 3а M обозначает микрофон, расположенный в вещательной студии, BS, а MA — усилитель,
подключенный к нему. Усиленный выходной сигнал подается по линии передачи TL, ведущей из студии к
передающей станции T1S. Приемный конец линии подключен к клеммам I корректирующего устройства, как
показано на рисунке 3, клеммы II подключены к входным клеммам обычного усилителя передатчика TA,
который, в свою очередь, подключен к системе модуляции радиопередатчика MS. Импеданс на клеммах I
рассчитан таким образом, чтобы соответствовать характеристическому импедансу линии TL, а 370,030 (как и
во всех других случаях в соответствии с данным изобретением) равно R. L, C и R — соответственно
индуктивность, емкость и сопротивление, как указано на ключевых рисунках, I — клеммы входного
напряжения, а II — клеммы выходного напряжения.
Обращаясь к диаграмме, диаметр окружности 0, L, Z, C представляет собой векторное представление
сопротивления R. Тогда можно показать, что OL в случае 75 X представляет собой импеданс индуктивной
секции, т.е. импеданс L и R, соединенных параллельно.
Также можно показать, что OC представляет собой импеданс емкостной секции CR. Таким образом, общий
импеданс равен 80 результирующему OL и 00 = векторной сумме OL + LZ = OZ = R. Однако, если отвод от
сопротивления, шунтирующего емкость в случае X, сместить, скажем, так, чтобы включить только 60%
напряжения на 85 емкости, то напряжение между клеммами II больше не будет определяться вектором OZ, а,
очевидно, будет равно векторной сумме OL + Lz = Oz. Это, конечно, относится к случаю, когда напряжения,
обусловленные 90 индуктивностью и емкостью, суммируются аналогичным образом. Однако, если эти
напряжения объединяются в противоположном направлении, то есть напряжение на конденсаторе
изменяется на противоположное перед объединением, как показано на рисунке 1 с помощью объединяющего
трансформатора 95, у которого первичные обмотки расположены в противоположных направлениях, то вектор
емкости LZ становится LZ1, Lz становится Lz', а OZ и Oz становятся OZI и OzI соответственно. Аналогичные
соображения применимы и к случаю Y (векторы для случая Y на частоте 700 циклов показаны пунктирными
линиями), за исключением, конечно, того, что для случая Y векторы внутри круга 0 L Z C относятся к
комбинации напряжений в противоположных направлениях, а векторы вне круга относятся к напряжениям,
объединенным в одном направлении.
Для разнообразия в качестве примера Llz1 и Llz11 приняты равными 40% от L1Z и LIZ соответственно. На
диаграмме 110 по абсциссе отложены процентные значения R, а по ординатам — значения частоты от 0 до
QC. Сама диаграмма состоит из кругов и линий, расходящихся от Z до 115, по периферии самого большого
круга. Фактические векторы, показанные на рисунке 6, относятся, разумеется, к описанным выше частным
случаям.
На рисунке 7 представлен ряд кривых 120, иллюстрирующих влияние различных настроек точки отбора проб
на сопротивление R в децибелах затухания (ординаты), построенных в зависимости от частоты, при этом
горизонтальная шкала логарифмическая. Кривые, обозначенные 125 0% 20% 40%....... и так далее,
показывают результаты, полученные при регулировке точек отбора (см. ключевые рисунки X и Y на рисунке 6)
до 0% 20% 40%..... и так далее сопротивлений R. Группа из 130 входного импеданса усилителя передатчика
спроектирована таким образом, чтобы быть большой относительно характеристического импеданса линии
передачи.
На рисунках 12а и 126 показаны два случая, в которых схема, изображенная на рисунке 12, используется в
качестве корректирующего устройства в передатчике. На рисунке 12а схема подключена между выходными
клеммами усилителя передатчика TA и модулирующей системой радиопередатчика MS, а на рисунке 12б
схема встроена в сам усилитель передатчика вместо обычного анодного сопротивления в анодной цепи
лампового усилителя VAT. На рисунке 12а общее сопротивление сети рассчитано таким образом, чтобы
соответствовать выходному сопротивлению усилителя TA, в то время как входное сопротивление MS
рассчитано таким образом, чтобы быть высоким относительно общего сопротивления.
На рисунке 12b общее сопротивление (на клеммах I) рассчитано таким образом, чтобы оно равнялось
сопротивлению анода, которое заменено корректирующей схемой.
Незначительным, но важным преимуществом данного изобретения является то, что благодаря практически
постоянному импедансу корректирующего устройства, соответствующего ему, его можно удобно разместить
на приемном конце линии, и в этом случае его расположение может быть таким, чтобы практически не
возникало трудностей, связанных с отражением, поскольку во многих случаях постоянный входной импеданс
может быть выбран равным импульсному импедансу линии, к концу которой подключено устройство.
Объединяющий трансформатор или другое устройство (если таковое имеется), используемое для
объединения напряжений, возникающих в ветвях практически нереактивной сети, должно, разумеется, быть
сконструировано таким образом, чтобы практически никакая нагрузка не возвращалась обратно в сеть,
поскольку, если какая-либо значительная нагрузка возвращается, нарушается условие постоянного входного
импеданса.
На прилагаемом рисунке 6 векторно показано действие определенных случаев и настроек цепей в
соответствии с изобретением, представленное на схеме, с помощью которой можно предсказать эффект
любого заданного набора условий и настроек. Данная диаграмма может быть использована для
прогнозирования результатов, полученных с помощью любой из ключевых цепей X и Y, показанных на этом
рисунке и над основной диаграммой.
Рисунок 6, по сути, представляет собой векторную диаграмму хорошо известного кругового типа, построенную
для случаев, показанных на ключевых рисунках, и в которой квадрантная частота (т.е.
Частота, при которой индуктивное сопротивление численно равно емкостному сопротивлению, составляет
1000 циклов в секунду, а векторная сумма этих сопротивлений равна 370 030. Кривые, показывающие
максимальное затухание на более низких частотах, относятся к настройкам точки отбора на сопротивлении R,
параллельном конденсатору C, для случая, показанного на рисунке X, или к настройкам точки отбора на
сопротивлении R, последовательном с индуктивностью L, показанной на рисунке Y. Набор кривых, показанных
на рисунке 7, может быть удобно использован для помощи в проектировании схемы коррекции для любого
конкретного случая следующим образом: Кривая затухания схемы, подлежащей коррекции, строится на той
же логарифмической бумаге, что и кривые на рисунке 8, в том же масштабе в децибелах затухания, но
значения затухания возрастают вверх от нулевой линии внизу листа, а не вниз от нуля вверху. Используемая
логарифмическая бумага прозрачна, и кривая, подлежащая коррекции, перемещается по кривым рисунка 7 до
тех пор, пока не совпадет с той кривой рисунка 7, которая находится ближе всего к корректируемой кривой.
Отмечается процент отклика, и по относительному положению частотных линий на двух наборах кривых
можно немедленно определить требуемую частоту в квадранте. Например, если окажется, что кривая
затухания на рисунке 7, ближайшая к кривой, для которой требуется коррекция, соответствует 40%-ной криве,
но линия частоты 10 000-й частоты кривой, подлежащей коррекции, совпадает с линией частоты 1000-й
частоты (квадрантной частоты) на рисунке 7, то константы схемы, используемой для осуществления
коррекции, должны быть выбраны таким образом, чтобы квадрантная частота составляла 10 000; т.е. F L
должно равняться 10 000 x 27r. Однако существует также необходимое условие импеданса, согласно
которому R=, L и a являются непосредственно определяемыми.
Рисунки 9 и 10 представляют собой векторные диаграммы того же базового типа, что и на рисунке 6, но
отображающие только главные векторы для сложной сети, представленной на рисунке 8. Тот.
Диаграммы на рисунках 9 и 10 построены по тому же принципу, что и диаграмма на рисунке 6, и являются их
очевидным развитием. Количество ссылок на рисунках 9 и 10 указывает на векторы, представляющие
напряжения, установленные между точками, пронумерованными соответствующими номерами на рисунке 8.
На рисунке 9 представлена векторная диаграмма, построенная для квадрантной частоты, тогда как на рисунке
9 показана диаграмма для частоты ниже квадрантной частоты, при которой напряжение на любой конкретной
индуктивности составляет половину напряжения в сети (или подсети, в зависимости от случая), частью
которой она является. Для простоты рисунки 9 и 10 были построены исходя из предположения, что
квадрантная частота для каждой сети и подсети равна...
Хотя, конечно, это не обязательное условие. Также для упрощения идентификации различных векторов части
рисунков 9 и 10 изображены сплошными, пунктирными, цепными или точечными линиями в зависимости от
того, относятся ли они к сетям, показанным сплошными, пунктирными или цепными линиями на рисунке 8.
В случае квадрантной частоты (рисунок 9) вектор 0-1 = 0-2, вектор 0-4, вектор 0-8, вектор 0-16, 2 2V5- 4,
каждый из векторов 0-1, 0-2, 0-4, 0-8, 0-16, как показано на рисунке 45, соотносится со своими соседями.
В случае, показанном на рисунке 10, вектор 0-2, вектор 0-4, вектор 0-1-2, 4, вектор 0-8, вектор 0-16, сдвиг fr8,
e16, фазовый сдвиг для каждого шага составляет 600.
Диаграмму на рисунке 7 можно использовать следующим образом в случае сложной сети, предоставляющей
несколько этапов коррекции.
Кривая 0%, поднимающаяся слева на рисунке 7, показывает амплитуду выходного напряжения,
представленную вектором 0-8 90, в соотношении с вектором входного напряжения 0-16.
Поскольку шкала ослабления в децибелах логарифмическая, напряжение, представленное вектором 0-4,
представляет собой суммарную кривую 95, полученную путем сложения кривой 0% самой с собой, и поскольку
на протяжении всего процесса используется одна и та же квадрантная частота, это эквивалентно считыванию
кривой 0% так, как если бы шкала ослабления была удвоена. Аналогично, напряжение на векторе 0-2 можно
получить, добавив к кривой суммирования исходную кривую 0%, или, другими словами, считывая кривую 0%
так, как если бы шкала затухания была умножена на 105 3. Аналогичным образом напряжение на векторе 0-1
получают, считывая кривую 0% с помощью шкалы затухания, умноженной на 4.
В тех случаях, когда частоты в квадрантах различаются от сети к сети, 110 кривых необходимо суммировать,
поскольку одну кривую нельзя считать в разных шкалах.
Тот же принцип можно применить для получения фазового угла, и описанным способом можно получить
напряжение 115° между любыми двумя точками по кривым.
Для любых конкретных требований проверка обычно показывает, какая степень сложности, т.е. сколько
«этапов коррекции», т.е. какая степень «умножения эффектов коррекции» необходима, 11 11 i 1 1 i i 3. 0,09,0
цепей.
Рассмотрим схему, показанную на рисунке 12, состоящую из последовательно соединенных между собой
ветви L10CR (индуктивность и емкость, соединенные последовательно) и параллельно соединенной ветви
L20212 (индуктивность и емкость, соединенные параллельно). На частотах ниже резонанса последовательная
ветвь ведет себя как конденсатор, обеспечивая на любой частоте co ниже резонансной частоты co импеданс,
заданный выражением 2, в то время как параллельная ветвь ведет себя как индуктивность с импедансом j (0a
2 L2. Аналогично, на частотах co, выше резонанса, последовательная ветвь ведет себя как индуктивность с
импедансом j T(l 1)i0) Ll, в то время как параллельная ветвь ведет себя как емкостной импеданс, и тогда
обычно можно упростить схему, сохранив при этом необходимые параметры.
Например, может оказаться, что кривая коррекции, наиболее подходящая для данных условий, находится в
диапазоне от 3 до 4 раз больше кривой 0% на рисунке 7. В таком случае схему, показанную на рисунке 8,
можно упростить до схемы, показанной на рисунке 11.
На рисунке 11 выходной сигнал снимается между 0 и A, что представляет собой регулируемую точку отвода
на резисторе 1-2. В данном случае кривая для любого положения отвода оценивается путем считывания
кривой 0% на рисунке 7 (упомянутом выше) с помощью трехкратной шкалы затухания (разумеется, для
правильной квадрантной частоты) и добавления к ней кривой, выражающей соотношение напряжений между
OA и O2, из группы кривых.
Разумеется, как указано выше, при использовании различных квадрантных частот на каждом этапе коррекции,
то есть в разных сетях и подсетях, необходимо суммировать кривые для соответствующих квадрантных
частот.
В любой сети или подсети индуктивность и конденсатор могут быть поменяны местами, а также возможно
комбинировать сети и подсети таким образом, чтобы последовательно умножать или складывать одну из
других процентных кривых (20%, 40%, 60% и так далее).
В общем случае, будет установлено, что, несмотря на поворот фазы при коррекции амплитуды, общий
эффект таков, что происходит коррекция фазы, и возникает общий эффект задержки.
При проектировании корректирующих схем в соответствии с данным изобретением также возможно
использовать явление резонанса, проектируя одну или несколько компонентных сетей схемы таким образом,
чтобы они резонировали в диапазоне, в котором требуется коррекция частоты. Разработанная таким образом
схема коррекции может быть целесообразно использована во многих случаях, когда необходимо
скорректировать частотную характеристику, демонстрирующую изменение в относительно узком диапазоне
частот: например, может потребоваться коррекция частотной характеристики радиопередатчика (см. рис. 3a,
12a и 12b), у которого наблюдалось падение на 4 или 5 децибел в диапазоне от 6000 до 10000 циклов в
секунду. Для внесения такой коррекции, конечно, можно использовать обычный корректор цепи типа простого
резонансного контура, но настоящее изобретение также может быть адаптировано для внесения такой
коррекции и предлагает практическое преимущество, заключающееся в том, что цепь в соответствии с
указанным изобретением легче поддается расчету по результатам и более гибка в применении, чем простые
резонансные контуры. Следовательно, вся цепь будет в целом нереактивной на частотах ниже резонанса,
если 85 Н = R, и она будет в целом нереактивной на частотах выше резонанса, если iC1 = R. Поэтому, чтобы
цепь была в целом нереактивной выше и ниже резонанса, L1C1 следует сделать равным 90 L2C2, т.е. обе
ветви должны быть резонансными на одной и той же частоте; т.е. coo должно иметь одинаковое значение для
обеих ветвей.
Очевидно, что для двух случаев — ниже резонанса и выше резонанса — будет разная квадрантная частота.
Квадрантная частота для первого случая определяется из соотношения 2 2 \ -L l)lq (где cm — эквивалентная
квадрантная скорость ниже резонанса), тогда как для второго случая используется выражение < 1C2- o = 0 %.
co1 — соответствующая эквивалентная квадрантная скорость выше резонанса. Становится ясно, что в
первом случае эквивалентная угловая скорость w' (которая задается выражением X 2) становится
бесконечной, когда o = co (в резонансе), тогда как во втором случае, когда фактическая скорость co) = oj 110 (в
резонансе), эквивалентная скорость ci41, соответствующая col и задаваемая выражением l-0, становится
равной нулю. Эффект может быть выражен в привычной форме векторной диаграммы, как показано на
рисунке 13, где 115 370 030 пронумерованных точек соответствуют номерам точек на рисунке 12 так же, как
номера на рисунке 9 и номера на рисунке 8.
Круг на рисунке 13 обозначает геометрическое место векторного потенциала 0-1. При 0=0 последовательная
ветвь имеет бесконечное сопротивление, а параллельная — нулевое, следовательно, векторный потенциал
равен 0-1, а векторный потенциал — 0-2. На рисунке 13 изображены векторы для двух квадрантных частот,
обозначенных как co и col, которые являются фактическими частотами, соответствующими эквивалентным
квадрантным частотам colq и w11q соответственно.
Теперь станет очевидно, что диапазон частот, в котором происходит желаемая коррекция, можно определить
(1) путем фиксации резонансной частоты для определения частот, при которых коррекция равна нулю или
максимальна, и (2) путем фиксации относительных значений произведений L201 и L1C2.
Диаграмма на рисунке 7 может быть использована для оценки кривых коррекции путем вычисления значений
col и c1q, и на основе этих данных можно определить затухание для любого корректирующего отвода в
терминах c и √l. Затем можно построить кривую, показывающую зависимость между этими частотами и
фактически приложенными частотами o (ниже резонанса) и col (выше резонанса). Например, предположим,
что требуется обеспечить "повышение" уровня на 6 децибел в диапазоне от 5000 до 10000 циклов, при этом
дополнительные потери несущественны при частоте выше 10000 циклов. Обращаясь к диаграмме на рисунке
7, можно увидеть, что требуется отвод примерно на 50% длины цепи конденсатора, т.е. на рисунке 12
примерно посередине сопротивления R, параллельного L1 и C, при этом другой точкой отвода, конечно же,
является точка 2.
Теперь "подъем" прекратится, когда c = W или co = c,), и поэтому резонансную частоту co) следует выбрать на
какой-нибудь частоте выше 10 000, скажем, 12 000. Значение L2C выбирается таким образом, чтобы
коррекция начинала действовать на частоте 5000 циклов, а для обеспечения этого результата частоту
первого квадранта co можно выбрать примерно на уровне 8000 циклов, причем точные значения
определяются фактически путем «подгонки» кривых. Кривая co-фактора использоваться не будет, хотя
следует отметить, что общее затухание после 10 000 циклов фактически увеличится. Однако при соблюдении
установленных условий это допустимо и в определенных случаях может оказаться несомненным
преимуществом.
Очевидно, что эффекты коррекции можно «умножить» точно так же, как и в случае с уже описанными
обычными нерезонансными ответвленными цепями (см. рис. 12), и что при необходимости на каждом этапе
коррекции можно использовать разные резонансные и квадрантные частоты.
Также очевидно, что для «коррекции фазы» может быть использована схема параллельного ответвления,
показанная на рисунке 14, и что с помощью такой схемы можно получить фазовый сдвиг 360° между co_0 и
oj-'o. Путем соответствующего расположения резонансных и квадрантных частот можно добиться
необходимого фазового сдвига в любом желаемом частотном спектре. 75 Подробно описав и определив
природу моего изобретения и способ его осуществления, я заявляю, что то, что я...
=== НАЧАЛО ФАЙЛА: patent_370031.txt ===
ССЫЛКА: https://translationportal.epo.org/emtp/translate/?ACTION=description-retrieval&COUNTRY=GB&ENGINE=
google&FORMAT=docdb&KIND=A&LOCALE=sq_AL&NUMBER=370031&SRCLANG=EN&OPS=ops.epo.org/3.2&T
RGLANG=ru
========================================
ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ GB370031A
[]
Q "\CD-V
Является,. '
1
ПАТЕНТНАЯ СПЕЦИФИКАЦИЯ
Дата конвенционирования (Германия): декабрь. 30, 1929. 370,031 Дата подачи заявки (в Соединенном
Королевстве): декабрь. 29, 1930. Нет, 39 091/3 шиллингов.
Полное издание принято к публикации: 29 марта 1932 г.
ПОЛНАЯ СПЕЦИФИКАЦИЯ.
Усовершенствования в устройствах индикации расстояния и связанные с ними.
Мы, компания INTERNATIONAL GENERAL ELECTRIC COMPANY INCORPORATED, расположенная по адресу:
120, Бродвей, Нью-Йорк, Соединенные Штаты Америки, Merchants, корпорация, организованная в
соответствии с законами штата Нью-Йорк, Соединенные Штаты Америки, (правопреемники ALLGEMEINr,
ELUKTIICITATS-GES1hLLSCHAFT, Friedrich Karl Ufer, 2-4, Берлин, Северо-Запад, Германия, немецкая
компания), настоящим заявляем о характере данного изобретения и о способе его осуществления, которые
будут подробно описаны и установлены в следующем заявлении: Известно, что в связи с дистанционной
индикацией уровня воды, передачей команд, передачей вращательных движений или индикацией положения
выключателей, регуляторов и тому подобного, используются два двигателя, статоры каждого из которых
имеют однофазную обмотку питания, которые соединены с общей сетью переменного тока. Роторы этих
двигателей имеют трехфазные обмотки и соединены друг с другом в противоположных направлениях. Один
двигатель служит передатчиком, другой — приемником.
Если ротор передатчика вращается вручную или механически на определенный угол, между двумя роторами
возникает уравновешивающий ток, который создает такой крутящий момент в приемнике, что ротор
последнего вращается на тот же угол, что и передатчик. В этом положении ротор приемника останавливается,
поскольку уравновешивающий ток, а вместе с ним и крутящий момент, становятся равны нулю. Для краткости
данное устройство в дальнейшем будет обозначаться как «дистанционный индукционный индикаторный
прибор».
При небольших поворотах передатчика часто возникают трудности с обеспечением достаточного крутящего
момента в приемнике для вращения двигателя. Крутящий момент приемника является функцией углового
вращения передатчика и приблизительно следует кривой, показанной на рис. 2, где по оси абсцисс a
обозначает угловое вращение, а по оси ординат Md — крутящий момент. Точность регулировки IS приемника
зависит от крутизны, с которой кривая крутящего момента проходит через нулевую точку.
Согласно изобретению, в индукционном дистанционном индикаторном устройстве типа rLPice 1/-] один
комплект обмоток в передатчике соединен общими проводниками с двумя параллельными комплектами
обмоток в приемнике, которые соединены друг с другом таким образом, что они создают два
противоположных равных момента в результирующем положении 60° покоя.
На фиг. 1 прилагаемого чертежа в качестве примера показан вариант осуществления изобретения. 1 —
обмотка статора, а 2 — обмотка ротора передатчика, 11 2' — один, 1"l и 211 — другой — двигатель приемника.
11 и 211 — обмотки статора, соединенные параллельно и питаемые от той же сети переменного тока, что и
статор 1 передатчика. 21 и 211 — две трехфазные обмотки ротора приемника, соединенные параллельно с
обмоткой ротора 2 передатчика. Роторы двух двигателей приемника жестко соединены друг с другом. Однако
магнитные оси их обмоток расположены относительно под определенным пространственным углом. В этом
случае результирующая кривая крутящего момента для приемника показана толстой линией 80 на рис. 3. На
рисунке а показана кривая крутящего момента одного двигателя, а б — кривая крутящего момента другого
двигателя.
Расстояние между двумя точками 1 и 2 представляет собой меру углового смещения магнитных осей двух
85-вольтовых приемных двигателей. Полученная кривая крутящего момента равна сумме крутящих моментов,
создаваемых двумя двигателями. В результирующем положении покоя приемника крутящие моменты двух
двигателей одинаково велики и направлены в противоположные стороны, так что результирующий момент
равен нулю (точка 3). Крутизна результирующей кривой в нулевой точке 3 больше, чем сумма наклонов
кривых a и b в точках 1 и 2. Благодаря значительному крутизне результирующей кривой в нулевой точке
достигается высокая точность настройки приемника.
Соседние файлы в папке патенты