книги из ГПНТБ / Константинов П.А. Авиационная радиосвязь

отложена кратность разнесения п.

Из рис. 9.8 видно, что разница в выигрыше для систем связи с оптимальным сложением и с линейным сложением невелика и равна приблизительно 1 дб. При п = оо эта разница будет рав­ на 1,05 дб. Из рисунка видно также, что расстояние между дву­ мя верхними кривыми и нижней кривой с ростом п увеличи­ вается. Это означает, что преимущества оптимального сложения

и линейного сложения по величине ап по сравнению с селектив­ ным сложением сильнее проявляются при большом числе кана­

лов я. При малом числе каналов разница в величине ап для всех трех способов сложения будет небольшой. В этом случае чаще применяются системы с селективным сложением, которые не связаны с предположением о когерентности сигналов и не­ коррелированности помех в различных каналах. .

, Указанные значения выигрыша достигаются в предположе­ нии независимости сигналов. Но практически некоторая зависи­ мость между различными сигналами всегда имеется. Зависи­ мость сигналов оценивается коэффициентом корреляции R. Ис­ следования показывают, что в двухканальной системе зависи­ мость между сигналами мало сказывается до R <i 0,6 и ее мож­ но не учитывать.

Возможна комбинация различных методов сложения сигна­ лов. Целесообразность этого вытекает из следующего факта. Из формулы (9.24) видно, что при равных уровнях сигналов А\ = = Л2 будет иметь место равенство весовых коэффициентов С\ =

— с2 в выражении (9.2). Это означает, что система с оптималь­ ным сложением работает как система с линейным сложением. Если же А\ = 0 или Л2 = 0, тогда соответственно Ci=-0 или £2■='0 и система с оптимальным сложением работает как систе­ ма с селективным сложением.

Реализация системы с оптимальным сложением связана с необходимостью определения весовых коэффициентов. Но это­ го можно избежать, если построить систему таким образом, что­ бы при примерно равных уровнях она работала как система с линейным сложением, а при сильно отличающихся уровнях — как система с селективным сложением. Такая комбинированная система будет близка к системе с оптимальным сложением. Принцип ее действия поясняется на рис. 9.9. Равенство коэф­ фициентов усиления обоих приемников, а следовательно, и-ли­ нейность сложения обеспечиваются общей системой АРУ. Селек­

тивность сложения обеспечивается устройством сравнения, ко­ торое отключает приемник с сигналом, подвергшимся глубоко­ му замиранию, имеющим уровень значительно меньше уровня

440

другого сигнала. Суммирование сигналов в приведенной схеме производится за детектором.

Выбор места сложения сигналов в системах разнесенного приема имеет большое значение. В системах связи с амплитуд­ ной модуляцией отношения сигнал/шум на входе и выходе де­ тектора будут одинаковыми [см. (6.42)]. Поэтому при AM сло­ жение можно осуществлять как до детектора, так и после него.

Системы связи с частотной модуляцией имеют четко выра­ женные пороговые свойства. Если отношение сигнал/шум на вхо­ де детектора всего на несколько децибел выше порогового, на вы­ ходе детектора отношение сигнал/шум будет большим. Если же

Рис. 9.9. Блок-схема приемного устройства с ком­ бинированным сложением

■отношение сигнал/шум на входе детектора на несколько деци­ бел будет ниже порогового, на выходе детектора этЪ отношение резко уменьшится. Отсюда следует, что при ЧМ осуществлять линейное сложение после детектора нецелесообразно, так как ■отношение сигнал/шум для суммарного сигнала, определяемое формулой (9.31), при этом будет небольшим. При ЧМ линейное сложение следует осуществлять до детектора, например, так, как это показано на рис. 9.6. Линейное сложение до детектора целесообразно также и потому, что в этом случае искажения за счет многолучевого распространения будут меньше, чем при сложении после детектора.

Оптимальное сложение можно производить как до детекто­ ра, так и после детектора, поскольку значение весового коэф­ фициента для канала с низким отношением сигнал/шум будет малым и влияние этого канала будет незначительным. При оп­ тимальном сложении, в отличие от селективного сложения, от­ сутствуют переходные помехи, но в остальном при небольшом ■числе каналов система связи с оптимальным сложением будет иметь незначительные преимущества перед системой связи с се­ лективным сложением.

Таким образом, при малом п лучше применять селективное сложение после детектора. При большом п хорошие результат ты дает линейное сложение до детектора. Система с линейным

441

сложением обеспечивает почти такой же выигрыш, что и систе­

ма с оптимальным сложением, но проще в конструктивном от­ ношении.

§2. ШИРОКОПОЛОСНЫЕ СИСТЕМЫ РАДИОСВЯЗИ

Впоследние годы широкополосные системы радиосвязи на­ чинают привлекать все большее внимание. В таких системах

(рис. 9.10) на передающей стороне узкополосное сообщение преобразуется в широкополосный сигнал, занимающий полосу

К[х)

3

т

Рис. 9.10. Упрощенная блок-схема широкополосной системы связи:

1 — спектр сообщения; 2 — спектр широкополосного сигнала; 3 — автокорреляцион­ ная функция сигнала

частот, во много раз более широкую, чем в обычных системах связи. На приемной стороне имеется гетеродин, создающий опорный сигнал, аналогичный сигналу, излучаемому передатчи­ ком, но сдвинутый относительно него по частоте. Он исполь­ зуется для выделения сообщения из принятого широкополосно­ го сигнала.

4 4 2

Опорный гетеродин синхронизирован с аналогичным гене­ ратором на передающей стороне. Благодаря этому при приеме сигнала на выходе смесителя образуются колебания разностной частоты, которые затем пропускаются через узкополосный фильтр-интегратор. В результате происходит свертывание приня­ того широкополосного сигнала в узкополосное сообщение. С вы­ хода фильтра напряжение поступает на решающее устройство.

При приеме только шума в результате преобразования на выходе смесителя образуются некогерентные колебания в широ­ кой полосе частот. Через фильтр проходит незначительная часть спектра, поэтому напряжение иа его выходе будет небольшим.

Возможность применения широкополосных систем ясна из того факта, что вероятность ошибки в идеальных системах свя­ зи с интегрированием (гл. IV) определяется отношением энер­ гии сигнала Е0 к спектральной плотности мощности шума N0 и не зависит от ширины полос, занимаемых сигналом и шумом.

Увеличить энергию сигнала и получить широкий спектр мож­ но применением мощных коротких импульсов. По ряду причин такой метод не позволяет получить нужных результатов. Здесьследует иметь в виду, что работа высокочастотного передатчи­ ка часто лимитируется скорее пиковой, чем средней мощностью. С другой стороны, возможность укорочения импульсов ограни­ чивается их искажениями, например за счет многолучевого распространения, и исправляющей способностью аппаратов. Поэтому длительность импульсов приходится брать достаточно большой. Но простое увеличение длительности сопровождается сужением спектра колебаний.

Для расширения спектра удлиненных импульсов осущест­ вляется специальное преобразование сигнала, которое обычносводится к внутриимпульсной частотной или фазовой модуля­ ции — линейной или скачкообразной.

Таким образом, требования к сигналу сводятся к получению большой величины произведения его длительности на ширину1 полосы частот т Af. Произведение тД / иногда называют базой сигнала.

Широкополосные системы радиосвязи имеют ряд преиму­ ществ перед обычными системами. Одно из таких важных преи­ муществ заключается в повышении разрешающей способности по времени, которая будет тем выше, чем шире полоса сигна­

ла А /.

Этот факт является первостепенным для радиолокационных систем. Для систем связи этот факт является вачжным при нали­ чии многолучевого распространения радиоволн. В таких усло­ виях высокая разрешающая способность по времени использует­ ся для разделения различных эхо-сигналов, благодаря чему мо­ жет быть устранена их интерференция и связанные с этим за­ мирания и искажения сигналов.

Другое преимущество широкополосных систем связи состоит

(■ 443-

в их высокой помехоустойчивости по отношению к организован-

Е

ным помехам [4]. Введем обозначение v0 = — . Предположим,

М0

что на приемное устройство действует помеха со средней мощ­ ностью /. Тогда суммарный шум, действующий на приемник в полосе частот Д/, будет равен

Nr — N + / = уУ0Д/ + / = Д /

При этом отношение энергии сигнала к спектральной плотно­ сти шума уменьшится до значения

стот. Если же постоянна спектральная плотность помехи, тогда отношение — , а следовательно, и действие помехи будут ос­

таваться неизменными независимо от полосы Д/ . В этом слу­ чае широкополосная система никакого выигрыша в помехоус­ тойчивости по'отношению к организованной шумовой помехе не дает.

Для поддержания постоянства отношения — при расши-

А /

рении полосы мощность помехи следует увеличивать. Предполо­ жим, что в данных условиях при понижении v0 в два раза на­ ступает срыв связи. Необходимая для этого мощность помехи должна быть равна

т. е. действительно находится в прямой зависимости от ширины полосы частот. При широкой полосе частот Д/ может потребо­ ваться настолько большая мощность, что еетрудно будет обес­ печить практически. Отсюда следует, что создать эффективную шумовую помеху широкополосным системам связи трудно.

Эффективность сосредоточенных организованных помех так­ же будет низкой. Это ясно из принципа преобразования колеба­ ний в приемном устройстве (рис. 9.10). Поскольку опорный ■сигнал является широкополосным, при приеме сосредоточенной помехи на выходе смесителя образуются колебания в широкой полосе частот. Происходит как бы размывание энергии сосредо­ точенной помехи по широкому спектру с соответствующим пони­ жением спектральной плотности. Напряжение на выходе будет создаваться только той частью спектра колебаний, которая про­

444

ходит через фильтр. Благодаря этому происходит значительное ослабление действия сосредоточенной помехи. Таким образом, широкополосные системы менее подвержены действию органи­ зованныхпомех.

Взаимные помехи широкополосных радиостанций действуют как шум, некогерентный с опорным сигналом. Они будут опасны лишь при большом числе мешающих радиостанций, дейст^ вующих в полосе данной радиостанции.

К сказанному следует добавить, что широкополосные систем мы связи обладают повышенной скрытностью, разведка таких сиртем затруднительна. Чтобы перехватить передачу широкопо­ лосных сигналов, в разведывательном приемнике необходимо иметь гетеродин, синхронизированный с передаваемым сигна­ лом. Для этого необходимо знать закон изменения передаваемо­ го сигнала. Однако этот закон может изменяться по специаль­ ной программе и не всегда будет известен другой стороне.

В качестве примера рассмотрим дискретную широкополос­ ную систему связи с частотной манипуляцией, предназначенную для обеспечения связи в условиях многолучевого распростране­ ния радиоволн. Рассмотрение начнем с напоминания принципа действия схемы, изображенной на рис. 4.4.

На вход приемника поступают сигналы частот /у или / 2, со­ ответствующие позитивной и негативной посылкам. В прием­ нике имеются два опорных гетеродина — для позитивной по­ сылки и для негативной посылки. Схема приемника разделяет­ ся на две половины. В каждой из них осуществляется корреля­ ционное детектирование принимаемых сигналов путем их пере­ множения на опорные сигналы и последующего интегрирования. Выбор одного из двух значений сигнала производится порого­ вым устройством в зависимости от знака разности (4.54)

'о "о

\x ( t ) s i ( t ) d l — \ x { t ) s 2 ( t ) d t .

о<г

Регистрируется тот сигнал, который дает наибольшую корреля­ цию, В § 3 гл. IV указывалось, что для повышения помехоустой­ чивости необходимо иметь достаточно большой сдвиг частот /V и / 2, чтобы сигналы, соответствующие позитивной и негативной посылкам, были некоррелированы. При этом .отличным от ну­ ля напряжение будет лишь на выходе коррелятора того канала, в котором принимаемый и опорный сигналы'окажутся коррели­ рованными.

Теперь изменим рассмотренную схему. Предположим, что опорные гетеродины создают колебания, аналогичные принима­ емым сигналам, но отличающиеся от них по частоте, причемчастотный сдвиг между соответствующими опорными и прини­ маемыми сигналами одинаков. В качестве интеграторов исполь­ зуем узкополосные фильтры, настроенные на частоту сдвига.

'445

На выходе фильтров включим амплитудные детекторы и продетектированные напряжения подадим на вычитающее устрой­ ство.

Операция смешивания (умножения) принимаемого и опор­ ного сигналов и фильтрации (т. е. пропускания результирующего сигнала разностной частоты через узкополосный фильтр) экви­ валентна операции их взаимного коррелирования (т.е. умноже­ ния, а затем интегрирования). Поэтому процессы в видоизме­ ненной схеме и в схеме, приведенной на рис. 4.4, будут анало­ гичными.

Напряжение на выходе фильтра будет наибольшим при от­ сутствии запаздывания принимаемого сигнала относительно

•опорного. При наличии запаздывания напряжение на выходе фильтра будет уменьшаться. Кривая зависимости мощности на выходе фильтра от времени запаздывания опорного сигнала от­ носительно его копии, поступающей с передатчика, будет совпа­ дать с автокорреляционной функцией опорного сигнала. Если приблизительно считать, что опорный сигнал имеет непрерывный

начале координат, имеющим длительность 1/Д / сек. (рис. 9.10 — 3). Автокорреляционная функция реального сигна­ ла имеет, кроме того, менее интенсивные побочные максимумы.

Когда на вход приемника поступают несколько эхо-сигналов с различными задержками, каждый из них будет создавать эф­ фект на выходе, определяемый значением корреляционной функ­ ции при данном времени задержки. Очевидно, коррелятор будет реагировать только на те эхо-сигналы, которые имеют запазды­ вание по отношению к опорному сигналу не более чем на 1/ Д / сек. Напряжение на выходе данного коррелятора от'сигналов с большим временем запаздывания будет примерно равно нулю.

В обычной системе с частотной манипуляцией ширина поло­ сы сигнала Д/ мала, поэтому длительность корреляционного пика будет большой, и на выходе будут обнаруживаться сигна­ лы с различными временами запаздывания, изменяющимися в широких пределах. Это значит, что такая система связи будет иметь низкую разрешающую способность по времени, и она не позволит разделить эхо-сигналы, не слишком сильно отличаю­ щиеся по времени запаздывания.

Для повышения разрешающей способности по времени необ­ ходимо использовать широкополосный передаваемый и бпорный сигналы. При достаточно широкой полосе сигналов Д/разреша­ ющая способность по времени может быть получена высокой. Чтобы использовать все эхо-сигналы, необходимо иметь серию корреляторов, каждый из которых реагирует на сигналы с раз­ личными временами запаздывания.

446

На рис. 9.11 приведена блок-схема приемника [5], построен­ ная в соответствии с описанным принципом. В приемнике высо­ кочастотный сигнал частоты f c, поступающий от передатчика, преобразуется в сигнал промежуточной частоты f 0 и подается на линию задержки. Последняя имеет отводы через l/Д / сек., с которых задержанные сигналы поступают на соответствующие перемножители Я[ и Я 2, разделенные на две группы. На перемножители поступают также колебания от опорных генераторов ОГ-1 и ОГ-2, имеющихся в приемнике: на одну группу — опор­ ный сигнал для позитивной посылки, на другую группу — опор­

ные. 9.11. Упрощенная блок-схема приемника для сигналов с много­ лучевым распространением

ный сигнал для негативной посылки. Генераторы опорных сиг­ налов в приемнике создают колебания, аналогичные колебани­ ям, создаваемым при позитивной и негативной посылках в пе­ редатчике. Но частота колебаний в приемнике понижается на частоту f 1.

Определим частоты колебаний на выходе перемножителей. В рассматриваемой системе связи применяется частотная ма­ нипуляция. Поэтому промежуточная частота может принимать значения f o + A >где /д — девиация частоты. Частоты коле­ баний опорных генераторов ОГ-1 и ОГ-2 соответственно равны fo — f1 + / д и fo — f i — f* ■ Если принимается позитивная по­ сылка, соответствующая, например, частоте /о + / д. тогда на выходе верхней группы перемножителей образуются колебания частоты f u а на выходе нижней группы перемножителей — ко­ лебания частоты fi -f- 2 / д . Если принимается негативная по-

447'

сылка (частота / о — / д ), колебания частоты /у будут образо­ вываться на выходе нижней группы перемножитедей, а на вы­ ходе верхней группы перемиожителей частота колебаний будет

Колебания на выходе перемиожителей интегрируются. Мож­ но использовать в каждом корреляторе свой интегратор и про­ изводить суммирование после раздельного интегрирования. В данном случае используется общий интегратор для всех эхосигналов позитивной посылки, т. е. для всех перемиожителей верхней группы, и аналогичный интегратор для всех эхо-сигна­ лов негативной посылки.

Чтобы сигналы с выхода всех перемиожителей при интегри­ ровании складывались, они должны быть синфазными. Синфазность обеспечивается специальными устройствами коррекции фазы, включаемыми после перемиожителей. Эти устройства, кроме того, осуществляют взвешивание сигналов, благодаря че­ му вес каждого из них будет пропорционален его интенсивности. Такое взвешивание позволяет получить наибольшее отношение сигнала к шуму (§ 1 настоящей главы). Устройства коррекции фазы выполнены таким образом, что при поступлении на их входьТ частот fi с различными для различных отводов фазами на выходе создаются колебания частоты f 2 с фазой, одинаковой для всех отводов. Тем самым обеспечивается синфазность коле­ баний на входе интегрирующих фильтров, создаваемых различ­ ными эхо-сигналами.

Интегрирование осуществляется с помощью фильтров в те­

имеют высокую добротность. В конце каждой посылки произво­ дится сравнение значений огибающих сигналов U\ и U2, выде­ ляемых детекторами Д\ и Д2. Устройство сравнения на приве­ денной схеме объединено с решающим устройством. В зависи­ мости от знака разности Ui — U2 регистрируется позитивная или негативная посылка. Во избежание влияния данной посыл-, ки на последующие после сравнения огибающих напряжение, на интегрирующих фильтрах тем или иным способом должна быть погашено.

' Рассмотренная схема приемного устройства содержит мно­ гоканальный коррелятор. Корреляционный пик на выходе каж­ дого коррелятора создается лишь теми эхо-сигналами, которые попадают в данный интервал задержки. В результате получает­ ся гребенка таких пиков, что и обусловило название рассмат­ риваемой системы «Рейк» (от английского слова Rake гре­ бенка).

Эхо-сигналы, приходящие по разным путям, детектируются каждый в отдельности и суммируются алгебраически, а не векторно, благодаря чему устраняются искажения, связанные с ин­

448

терференцией таких сигналов. В обычной системе связи с ча­ стотной манипуляцией вследствие наложения соседних импуль­ сов возникают искажения при переходе от позитивной посылки к негативной и обратно (см. рис. 3.15). В рассматриваемой си­ стеме связи общее время запаздывания сигнала состоит из вре­ мени распространения от передатчика до входа приемника и времени прохождения по линии задержки и для всех эхо-сигна­ лов одинаково. Если опорные сигналы синхронизированы с по­ следним эхо-сигналом, тогда переход от одной посылки к другой на всех отводах линий задержки будет происходить одновремен­ но и указанные искажения также устраняются.

Реализация описанного принципа связи требует применения довольно сложных устройств формирования излучаемых сигна­ лов в передатчике и опорных сигналов в приемнике. Для полу­ чения высокой разрешающей способности по времени сигналы должны быть широкополосными. Чтобы не создавать помех дру-. гим радиостанциям, за пределами выбранной полосы спектраль­ ные составляющие должны иметь малую интенсивность. Авто­ корреляционная функция сигнала за пределами основного пика длительностью 1/Д/должна быть близка к нулю (рис. 9.10 — 3).

Сигналы, удовлетворяющие указанным требованиям, могут быть получены различными, методами. Один из возможных ме­ тодов, связанный с использованием двоичных последовательно­ стей наибольшей длины (нулевых последовательностей) [6], ука­ зан в [5].

Кроме того, возникает задача синхронизации передающей не­ приемной сторон. При связи с быстро движущимися объекта­ ми из-за влияния эффекта Допплера эта задача усложняется.

В настоящее время вопрос о целесообразности применения указанного метода связи в различных областях находится в стадии исследования. По некоторым данным [5] при связи меж­ ду наземными пунктами на коротких волнах этот метод обеспе­ чивает более высокую помехоустойчивость по сравнению с ди­ скретной ЧМ системой, в которой применяется двукратное раз­ несение и прием по методу пробы, но более низкую помехоустой­ чивость по сравнению с такой же системой, в которой исполь­ зуется интегральный прием. Практически выполненная система' характеризуется следующими данными: полное время задержки

связи следует рассматривать лишь как один из возможных ва­ риантов. Некоторые другие варианты построения таких систем Заказываются, например, в [5], [7], [8].

В заключение кратко рассмотрим принцип построения си­ стем связи со сдвигом частоты, называемых также системами