книги из ГПНТБ / Константинов П.А. Авиационная радиосвязь
.pdfможет вызвать только маркерный импульс. На этот промежуток времени селекторная лампа откроется, и в ее анодной цепи будет выделяться импульс при приходе каждого маркерного им пульса.
Во втором случае (рис. 8.28,6) выделение маркерного им пульса с большей длительностью осуществляется путем интег рирования импульсов. На вход схемы поступает последователь ность всех импульсов. Если )§> Ro, тогда постоянная времени заряда конденсатора С, равная RiC, будет много больше посто янной времени разряда, равной R^C. При таких условиях на-
|
М 1 2 3 М 1 |
М 1 2 3 М 1 |
|
t o n П П П П П |
- П П п п п п |
||
/ п п п п п п |
1анон-Напряж ение отпирания |
||
ж , с /\ — л - 7Г ~л ~ ГГ л |
|||
2 |
гл |
п п п rh п |
torH___________ Q _ |
|
ГII |
Г 1 ^ |
|
О) |
|
___________ П _ |
9 |
|
|
|
|
Рис. |
8.28. |
Схемы селекторов |
удлиненных маркерных импульсов |
пряжение на конденсаторе С будет изменяться так, как пока зано на рис. 8.28,6; оно будет тем больше, чем больше длитель ность заряжающих импульсов. В выходном каскаде осущест вляется ограничение по минимуму, благодаря чему на выходе выделяется последовательность маркерных импульсов.
На рис. 8.29 изображена схема селектора маркерных им пульсов, состоящих из двух импульсов, длительность и ампли туда которых такие же, что и у канальных импульсов. Приня тые импульсы поступают на сетку лампы селектора и на разомк нутую на конце линию задержки. Временной интервал между сдвоенными импульсами маркера равен удвоенному времени задержки, т. е. времени пробега импульсов вдоль линии и об ратно. При таких условиях первый пришедший импульс марке ра, отраженный от конца линии задержки, совпадает во време ни со вторым импульсом, в результате чего образуется импульс удвоенной амплитуды. Этот импульс отпирает селекторную лам пу и выделяется в анодной цепи.
410
В отношении помехоустойчивости методы синхронизации уд линенными и кодированными (сдвоенными или строенными) импульсами примерно одинаковы [6], поэтому выбор вида мар керных импульсов определяется практическими соображения ми. Синхронизация удлиненными маркерными импульсами бо лее удобна при механической коммутации в телеметрических системах-. Однако при использовании спаренных синхронизирую щих импульсов не возникает необходимости формирования им пульсов различной длительности, благодаря чему практически, синхронизация оказывается проще.
Иып.
насет кё~rf ПР И пи пп пип пи
пам пы _Л
1
Рис. 8.29. Схема селектора сдвоенных маркер ных импульсов
Помимо синхронизации с помощью маркерных импульсов, находит практическое применение метод непрерывной инерци онной синхронизации, при котором посылка дополнительного маркерного импульса не требуется. В этом случае на приемной стороне имеется генератор частоты F0n с внещней синхрониза цией. Колебание частоты F0 п, синхронизирующее' этот гене ратор, выделяется из принятой последовательности видеоим пульсов с помощью узкополосных фильтров (инерционных це пей). Делением частоты в п раз можно выделить на приемной стороне колебание с частотой отсчета F0.
Полоса пропускания фильтров, с помощью которых осущест вляется выделение синхронизирующего колебания, может быть взята значительно меньше максимальной частоты модуляции Fмакс. При этом действие шумов на канал синхронизации будет “небольшим, а помехоустойчивость данного метода синхрониза ции высокой. Кроме того, следует учесть, что при таком методе-
4 1 1
синхронизации, в отличие от ранее рассмотренных методов, от сутствует недостаток, связанный с уменьшением числа каналов за счет посылки маркерных импульсов.
Помехоустойчивость многоканальных систем связи с временным разделением каналов
Помехоустойчивость одноканальных импульсных систем свя зи рассмотрена в гл. VII. Применим полученные в этой главе, формулы для определения помехоустойчивости в отдельных ка налах многоканальной системы связи с временным разделением каналов.
Начнем с системы вида АИМ—AM. Если число каналов п, частота отсчета в каждом канале F0, тогда в радиолинии им пульсы следуют с частотой n F 0. При этом передатчик работает
со скважностью <?„ = |
То |
q |
-------= |
— , где т0— длительность импуль- |
|
|
т 0 |
п |
са. Как и ранее, будем считать, что амплитуда немодулированного напряжения есть Uт , тогда амплитуда модулирующего на
пряжения на выходе видеоусилителя будет равна UmY q n- Скважность в каждом канале есть q, поэтому составляющая модулирующего колебания в спектре модулированных импуль сов каждого канала будет меньше амплитуды модулирующего напряжения в q раз. Следовательно, сигнал на выходе фильтра нижних частот канала будет иметь амплитуду, равную
UmV q a — Um а мощность сигнала на выходе будет равна
V qn- |
и 2 |
|
|
(8.35) |
|
Pi ВЫХ |
т |
|
2nq |
|
|
|
|
Мощность помех, как и прежде, будет определяться форму лой (7.57). Из (8.35) и (7.57) получаем выражение для отног шения сигнала к шуму по мощности на выходе данного канала
( Р./.аых] |
. = ___ (8.36) |
y V I в ы х ' А И М — A M |
4 « А А 0 Fма|(С |
Чтобы получить выражение для выигрыша в каждом канале, следует (8.36) поделить на (6.27). При этом получим
|
Qt А И М — A M |
(8.37) |
|
II |
|
Формула (8.37) справедлива с точностью до 8% |
при riqn>20 |
|
и ------- > |
—5 [см. приближенное равенство (7.56)]. |
|
nqH |
4 |
|
Из ЭТОЙ формулы ВИДНО, ЧТО выигрыш ПО МОЩНОСТИ В каждом 5 канале уменьшается обратно пропорционально числу каналов.
412
Теперь рассмотрим многоканальную .систему связи вида АИМ—ЧМ. В данном случае, как и в одноканальной системе связи, мощности сигнала и помех на выходе фильтра нижних частот отдельного к'анала будут определяться выражениями (7.63) и (7.62). Следовательно, остается справедливым выра жение для выигрыша (7.65)
|
|
- 2 f |
2 |
|
|
|
J Д |
|
|
|
Q /А И М - ч м |
|
|
|
Но q =■ п qn, поэтому |
Я2 F 2 г |
|
||
^2/2 |
|
|||
|
|
|
||
. |
Q |
“ |
J д |
(8.38) |
/ А И М - Ч М |
|
|||
|
|
п2 q 2 F 2 г |
|
|
Из формулы |
(8.38) |
следует, что для получения больших |
||
необходимо увеличивать девиацию несущей частоты / д . Но воз можность увеличения / д ограничена параметрами системы свя зи. Кроме того, в силу пороговых свойств системы с частотной модуляцией увеличение девиации частоты приводит к пониже нию помехоустойчивости при высоком уровне помех. Поэтому для получения большого выигрыша Qt желательно иметь ма лые значения q 2 и г.
’ Минимальное значение F0 равно удвоенной максимальной частоте сообщения. Из-за невозможности получения характе ристики фильтра нижних частот с идеально крутым срезом ча стоту F0 приходится несколько увеличивать. Чем ближе харак теристика фильтра нижних частот к идеальной, тем меньше мо жет быть взято значение F0.
Уменьшение величины произведения qn2 г также не может производиться безгранично, так как при сужении полосы про
пускания [/' = — ] происходит расширение импульсов. Вслед-
\Р о/
ствие этого соседние, импульсы будут перекрываться, что при ведет к увеличению перекрестных искажений (гл. VIII, § 5).
Внекоторых случаях может оказаться целесообразным рас ширение амплитудно-модулированных импульсов после их раз деления. Расширение возможно вплоть до прихода импульса следующего канала. Из формул (7.13), (7.53) следует, .что это позволит увеличить уровень сигнала на выходе фильтра нижних частот. Однако выигрыш в отношении сигнала к шуму при рас ширении импульсов не изменится, так как составляющие шума усиливаются в такой же степени, что и составляющие инфор мации.
Всистеме вида ДИМ—AM
Т0
Ямин > 'Смакс
Т 9мин
1о
Яп мин
^Viaac П
4 1 3
Если средняя длительность импульсов в каждом канале равна половине максимальной длительности, тогда
1п ср |
2<7„ мин |
^~макс
Амплитуда импульсов на выходе видеоусилителя будет равна
— Uщ|/"qnср Um\f 2qnмин .
При определении мощности шума в системе с ДИМ следует учитывать, что она зависит от амплитуды импульса. На основе сравнения полученного выражения для с выражением (7.77), справедливым для одноканальной системы, формулу (7.80) для мощности шума на выходе фильтра нижних частот применитель но к отдельному каналу можно записать1в следующем виде:
\ j |
___ |
NnF |
м а к с |
(8.39) |
1 Y 0 1 |
||||
,вых |
£у2 |
q |
F F ' |
|
|
^ т |
" п мнн 1 о 1 о |
|
|
Мощность сигнала на выходе определяется и в данном случае формулой (7.81). Следовательно,
( & = ) . |
|
|
|
и 2 |
F |
с |
(8.40) |
||
|
|
|
т |
|
|
||||
|
|
8 ft |
|
С]п мин /■о |
|||||
|
|
|
|
||||||
'■ ^ 1 |
пых/ДИМ — AM |
|
|
|
|||||
Деление (8.40) на (6.27) |
дает выигрыш: |
|
|
|
|||||
|
QiЛ И М -А М |
|
|
|
2n2 qn„ „ „ Д о |
|
(8.41) |
||
|
|
|
|
|
|
|
|||
Для определения выигрыша в системе связи вида ДИМ—ЧМ |
|||||||||
заменим в формуле (7.86) |
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
т |
F |
о |
= |
|
|
|
|
|
|
км а к с |
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
/ д |
|
|
|
|
|
При этом получим |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
4W2 д г |
|
з Umf * |
|
|
|
(8.42) |
||
Д / |
|
р |
п 2 |
р |
|
р |
|||
|
|
|
|||||||
1 v i в ы х |
‘ ’ 0 1 м а к с Ч п м и н 1 о 1 о |
|
|||||||
Выражение для |
выигрыша |
получается |
в результате |
деления |
|||||
(8.42) на (6.27): |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
<?,дим-чм = |
— -— - |
|
" ■• |
(8.43) |
|||||
|
|
|
|
^ |
ЧПМИНF0 Fо |
|
|||
-414
Выигрыш для других систем связи может быть получен подоб ным же образом. Соответствующие формулы приведены в табл. 8.2.
Таблица 8.2
Выражения для выигрыша в различных системах связи
В и д м о д у л я ц и и |
В ы и гр ы ш Qj |
|
А И М - AM |
1 |
|
п |
||
|
||
А И М -Ч М |
* Ч 2 |
|
|
Л2 Я 2 Fo2 г |
|
АИМ—ФМ |
/д2 |
|
|
nqnF02r- |
|
ДИМ— AM |
Fc |
|
|
2^ qnМИн F0 |
|
Д И М -Ч М |
ЗА2 |
|
|
Япиин FcF |
|
ДИМ—ФМ |
P F 0 |
|
TF Яп мин F0 |
||
|
||
ФИМ—AM |
2 5 Fr |
|
qn\mHF0 |
||
|
В системе с ФИМ предполагается, что на приемной стороне ймеютсд сигналы отсчета времени, не подверженные шуму.
• Выигрыш Qi при ДИМ—AM пропорционален Fe . При дан
ном индексе модуляции |
р = — |
это верно и для систем ДИМ— |
||
|
Fc |
|
Fс приводит к ухудше |
|
ЧМ и ДИМ—ФМ. Однако увеличение |
||||
нию пороговых свойств системы с ДИМ. |
|
Но |
||
При ФИМ значение |
Qt также пропорционально Fc . |
|||
„ практически трудно получить |
большое значение Fc , так |
как |
||
при расширении полосы |
радиочастоты |
2Fc осложняется |
воз |
|
можность согласования передатчика с нагрузкой. |
|
|||
§ 5. ПЕРЕКРЕСТНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ
Перекрестные искажения при частотном разделении каналов
В многоканальных системах связи имеет место .взаимное влияние между каналами. Оно обусловлено переходными поме-, хами, называемыми также перекрестными искажениями. Прд
4 1 5
частотном разделении каналов причиной возникновения пере крестных искажений является нелинейность характеристик си стемы связи.
Рассмотрим сначала искажения, обусловленные нелинейно стью амплитудной характеристики элементов группового трак та, определяющей зависимость напряжения на выходе, данного элемента от напряжения на его входе. К элементам группового тракта относятся групповые усилители ГУ в передающем и при емном устройствах, модулятор М и детектор Д (рис. 8.14).
Амплитудную характеристику любого нелинейного элемента можно записать в следующем виде:
Пвых (0 ~ а \11вх "Г &2 и2вх + «з г,3вх+ •■•+ <Z/n И"’, (8.44)
где |
ывх — напряжение на входе; |
|
аи а2, ..., |
« Вых — |
напряжение на выходе; |
ат — |
постоянные коэффициенты. |
|
Уравнение (8.44) представляет амплитудную характеристи ку групповых усилителей, модуляционную характеристику и ха рактеристику детектора. При частотной модуляции несущей ча стоты в это уравнение следует подставить мгновенное отклоне ние частоты для получения модуляционной характеристики вме сто иВЫХ) а для получения характеристики частотного детекто р а — вместо ивх.
Входное напряжение есть сумма напряжений поднесущих частот. Будем считать, что все поднесущие имеют одинаковые амплитуды, равные единице. Для иллюстрации возникновения перекрестных искажений рассмотрим простейший случай, ког
да коэффициенты а3= а 4 = ... = ат = |
0, а нелинейность ампли |
|||||
тудной |
характеристики вызывается |
только |
наличием |
члена |
||
а3иВх2 |
• Кроме |
того, предположим, |
что входное напряжение |
|||
представляет сумму всего двух поднесущих, т. е. |
|
|||||
|
|
ивх = cos cwj t --{- cos со21. |
|
(8.45) |
||
Подставляя (8.45) в (8.44), получим |
|
|
|
|||
Ывых(0 = а\(cos ®i1 -f- cos ш21) + а2 (cos ш, t |
4- cos u>2 t f |
= |
||||
— Oj cos Ш] t + |
a, cos ш, t + |
a2 + |
(cos 2o>j t -f- cos 2<d21) + |
|||
|
“ f- Q2 COS ( u)| —г m2) |
t ~Ь 0-2 COS (<Uj -j- |
U)„ ) t . |
|
||
В правой чабти этого равенства первые два слагаемых соответ ствуют неискаженному входному сигналу и обусловлены первым линейным членом степенного ряда (8.44). Остальные слагаемые
являются |
продуктом нелинейных искажений, которые состоят |
||
из постоянной составляющей, вторых гармоник |
и 2ш2 |
с амп |
|
литудами |
— и составляющих комбинационных |
частот |
|
416
(<0j — to,) и (о», -|- co2) с амплитудами a2. Постоянная составляю щая в дальнейшем не учитывается, так как она не создает пере крестных искажений и не проходит через групповой тракт.
В том случае, когда входное напряжение есть сумма п под несущих колебаний, характер составляющих продуктов нели нейных искажений сохранится. Они будут содержать п состав
ляющих вторых гармоник 2ш£. с амплитудами |
-у- |
и п (п — 1) |
составляющих комбинационных частот вида |
(со£. + |
(oft) с амп |
литудами а2. |
|
|
Аналогичным образом могут быть определены продукты не линейных искажений за счет слагаемого третьего порядка (а3и3вх) в выражении для степенного ряда (8.45). Возникающие при этом составляющие указаны в табл. 8.3 [6]. В первом столбце таблицы указана степень т члена степенного ряда
Таблица 8.3
Составляющие, возникающие за счет перекрестной модуляции
Отношение
амплитуды
данной
составля т Амплитуда ющей к Частоты перекрестной модуляции
амплитуде m-й гармо ники
1 |
|
|
|
а, |
|
1 |
|
®1 , |
ш2> шз - |
••>' тп |
|
|
|||
|
1 |
|
|
|
|
1 . |
2 « п 2 (о,, 2 ш3 , . - - , 2 шп |
|
|
|
|||||
|
— а \ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
2 |
2 |
|
|
1 |
|
|
(fij .+ |
u>2, |
со1 |
± |
u>3,- • |
ш, ± |
(о„; |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
2 |
|
||||||||
|
|
a i |
|
± |
|
Ш2 |
± |
Ш 4> • ■•5 |
Ш2 ± |
|
|
||||
|
|
|
|
ш 3> |
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
И т. д. |
|
|
|
( т - |
5 |
- |
Ь |
6п — |
3 |
« 1 . |
|
“>3' |
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
. |
г |
|||||
|
|
1 |
|
|
• |
|
|
3(0!, |
За)2 |
3(0д, |
• |
3(0Л |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
3 |
— |
а , |
1 |
|
|
|
|||||||||
|
4 |
|
3 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
3 |
|
|
|
|
3 |
| 2 (0j + |
ш3, |
2 (0! |
± (Од, •••,2 (01 + |
.(0Я |
|
|||
|
|
а з |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
— |
|
|
1 2 (o2 + o)j, 2(о 2 + (о 3 ,- • |
2 (о2 ± (о „ и т .д . |
|
|||||||||
|
4 |
3 |
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
6 |
°>1 ± ( 02 + ®з, (O i± <B2 ± 0)4.>- ••> |
• |
■ |
||||||
|
|
|
|
|
|
C0j±U )2 ±(O„, |
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
+ |
|
|
и |
т. д. |
|
|
|
|
2 7 . п. А. Константинов |
417 |
(8.44), во втором — амплитуда составляющих перекрестной мо дуляции, в третьем — отношение амплитуды данной составляю щей к амплитуде m-й гармоники, в четвертом — частоты пере крестной модуляции.
Наличие слагаемого третьего порядка приводит к появлению составляющих с частотами <иР ш2, ш п, амплитуды которых равны (Зл/2 — 3/4) а3. Это не вызывает перекрестных помех, но приводит к некоторому изменению амплитуды каждой поднесу щей. Такое изменение амплитуды следует учитывать при AM поднесущих. При ЧМ поднесущих применяется ограничение амплитуды перед демодуляцией, и изменение их уровней не иг рает роли. Кроме того, появляются составляющие третьих гар моник парциальных частот Зшь а также составляющие комби национных частот.
Если степенной ряд имеет слагаемые более высокого поряд ка, количество составляющих перекрестной модуляции увели чится.
Витоге нелинейность вызывает появление большого количе ства составляющих перекрестной модуляции. Их уровень может быть значительным. Так, из таблицы видно, что амплитуда со ставляющих с частотами вида Ш]+ ш2 + ю3 в шесть раз превосхо дит амплитуду третьей гармоники.
Уровни и количество спектральных составляющих перекрест ной модуляции, указанные в табл. 8.3, вычислены в предположе нии, что амплитуда каждой поднесущей равна единице. При на личии модуляции поднесущих количество спектральных состав ляющих перекрестной модуляции возрастет. В результате пере крестные искажения даже при небольшом числе каналов будут иметь характер флуктуационных шумов. Часть спектра этих шумов попадет в полосу, занимаемую многоканальным сообще нием, и вызывает взаимное влияние между каналами.
Внекоторых случаях при небольшом числе каналов путем специального подбора значений поднесущих частот от наиболее сильных составляющих перекрестных искажений можно изба виться. Методика такого подбора для случая, когда искажения за счет гармоник выше третьей не играют роли, приведена в [6]. Следует, однако, отметить, что выбором поднесущих частот
нельзя уменьшить изменение их амплитуд, возникающее из-за наличия составляющих с частотами и амплитудами (Зл,/2 —
— 3/4) а3. Это имеет значение при амплитудной модуляции под несущих. Когда число каналов велико (шесть и более), подбо ром поднесущих частот полностью устранить перекрестные ис кажения невозможно.
До сих пор рассматривались перекрестные искажения, обус ловленные нелинейностью амплитудной характеристики груп пового тракта. Характеристики других элементов многоканаль ных систем связи также могут вызывать искажения сигналов. Рассмотрим с этой точки зрения характеристики высокочастот
4 1 8
ного тракта, к которому относится весь тракт от выхода моду лятора передатчика до входа частотного детектора приемника.
Легко видеть, что нелинейность амплитудной характеристи ки высокочастотного тракта не вызывает нелинейных искаже ний передаваемого сообщения. В этом можно убедиться, если выражение частотно-модулированного сигнала (6.6) подста вить в уравнение амплитудной характеристики высокочастотно го тракта и определить появляющиеся дополнительные состав ляющие. Если считать, что амплитудная характеристика высо кочастотного тракта также имеет вид (8.44), тогда, кроме основ ного сигнала с частотой [л,/ 4 - «>д J F(t) dt], в тракте появятся
составляющие с частотами
2 [<1>0£ + (1)д j F{t)dt], 3 [u>0/f + сод J F (t) dt\ и т. д.
Поскольку девиация частоты много меньше средней частоты ш0 , указанные составляющие будут отфильтрованы и не попа дут на вход частотного детектора. Такое же положение будет и при амплитудной модуляции несущей частоты. В результате на выходе детектора сообщение будет воспроизведено без иска жений, если их не вносит сам детектор.
Остается рассмотреть влияние частотной и фазовой харак теристик тракта. Частотные и фазовые характеристики опреде ляются обычно линейными элементами тракта. Выражения этих характеристик могут быть записаны на основе выражения для
коэффициента передачи: |
|
|
К ( » = k (о) |
. |
(8.46) |
В этом выражении А!"(со) и ср (со) есть частотная и фазовая ха
рактеристики |
соответственно. Если А'(со) = const, |
частотная |
характеристика |
называется равномерной; если |
<р(ш) = с(о, |
где с — постоянная величина, фазовая характеристика назы вается линейной.
Известно, что при прохождении модулированных колебаний через колебательные системы из-за неравномерности частотной характеристики и нелинейности фазовой характеристики нару шаются нормальные амплитудные и фазовые соотношения меж ду отдельными парами боковых частот. Это приводит к нели нейным и частотным (линейным) искажениям. Нелинейные ис кажения возникают из-за искажения закона изменения мгно венной частоты и мгновенной фазы колебаний. Они проявляют ся в виде дополнительных составляющих на выходе детектора
•с частотами, кратными основной частоте модуляции.
Линейные искажения проявляются в изменении амплитуды модулирующего напряжения, различном‘ для различных моду лирующих частот. Они приводят к неравномерности частотной характеристики радиолинии.
Перекрестные помехи возникают при наличии нелинейны* искажений. Можно показать [7], что неравномерность частотной
27* |
419 |