книги из ГПНТБ / Константинов П.А. Авиационная радиосвязь

возможным пользоваться одним телефонным аппаратом при пе­ редаче и приеме. Другими словами, дифференциальная система служит для перехода от четырехпроводного тракта уплотняю­ щего устройства (тракт передачи и тракт приема) к двухпро­ водной абонентской линии.

Основным элементом является дифференциальный транс­ форматор. Его первичная обмотка с одной стороны соединяется с абонентской линией, а с другой стороны нагружена на ба­ лансный контур БК. Сопротивление балансного контура берет­ ся равным входному сопротивлению линии. В этом случае на­ пряжение с выхода приемника, подводимое к средней точке пер­ вичной обмотки дифференциального трансформатора, будет вызывать одинаковые по величине, но противоположные по на­ правлению токи, текущие по обеим частям обмотки. Так как обе части обмотки одинаковы, э. д. с. во вторичной обмотке трансформатора наводиться не будет, и принимаемые сигналы действительно не будут воздействовать на собственный пере­ датчик, а будут передаваться только в абонентскую линию к те­ лефонному аппарату. В то же время при передаче электриче­ ский ток, создаваемый сигналом абонента, проходит по первич­ ной обмотке в одном направлении, благодаря чему во вторич­ ной обмотке наводится э. д. с., подводимая к передающему тракту.

При использовании телефонного канала для тонального те­ леграфирования дифференциальная система отключается и ра­ бота производится по четырехпроводной системе.

Помехоустойчивость многоканальных систем связи'

Помехоустойчивость различных видов модуляции, применя­

к шуму и для выигрыша справедливы лишь при одноканальной передаче. Однако они могут быть обобщены и использованы для определения помехоустойчивости в каждом из каналов мно­ гоканальной системы связи с частотным уплотнением.

Как и прежде, помехоустойчивость будем характеризовать выигрышем в отношении сигнала к шуму по мощности в дан­ ном канале. В общем виде выражения для выигрыша в i-том канале по напряжению и по мощности соответственно могут быть записаны следующим образом:

ляции t-той поднесущей;

М.и— коэффициент глубины модуляции поднесущей t-то­ го канала;

3 9 0

(это будет показано ниже).

V 2

Выражения для выигрыша учитывают, что модуляция осу-' ществляется в двух ступенях, причем при увеличении коэффи­ циента глубины модуляции помехоустойчивость повышается.

Значения коэффициентов, входящих в формулы (8.20), (8.21), могут быть найдены путем обобщения результатов гл. VI, § 4.

В качестве примера рассмотрим многоканальную систему, связи вида ЧМ—ЧМ, в которой поднесущие и несущие колеба­ ния модулируются по частоте. Отношение сигнала к шуму на выходе частотного детектора определяется формулой (6.31). Для. применения этой формулы к каналам поднесущих частот в нее следует подставить величины, характеризующие данный канал, т. е. положить:

Следующий шаг состоит в определенйи N01, для чего необ­ ходимо определить плотность мощности флуктуационного Шума­ на выходе частотного детектора в канале несущей частоты. Из­ вестно, что напряжение шума на единицу полосы частот на вы­ ходе ■частотного детектора пропорционально частоте. Поэтому в каждом канале поднесущей частоты спектр флуктуационного' шума будет иметь трапецеидальную форму. Но для простоты будем считать (аналогично тому, как это делалось в § 3 гл. УП) уровень шума внутри полосы /-того канала поднесущей часто­ ты постоянным, равным уровню шума' при средней поднесущей частоте f t, т. е. в середине полосы пропускания /-того кан-ала;

391

При этом спектр шума в каждом канале будет иметь прямо­ угольную форму. Такое предположение дает хорошее прибли­ жение, так как полоса пропускания каналов поднесущих частот мала по сравнению со средними значениями этих частот, т. е.

Будем считать, что амплитуда напряжения на выходе группо­ вого усилителя, соответствующая максимальной девиации / д, равна Um. Чтобы найти плотность мощности шума в Ртом ка-

нале, необходимо умножить (8.23) на и 1г и разделить на Af .

Кроме того, следует учесть, что шум на входе частотного де­ тектора расположен по всей полосе и в полосу канала Ртой под­ несущей попадут составляющие шума, расположенные как спра­ ва, так и слева от несущей частоты. Поэтому выражение (8.23) нужно умножить еще на два. В результате получим

где fi — среднее значение Ртой поднесущей частоты;

N0 — плотность мощности шума на входе приемника.

Подставим найденное выражение для Ar0i (8.24) в (8.22). При этом получим следующее выражение для отношения сигна­ ла к шуму на выходе Ртого канала поднесущей частоты (на вы­ ходе одного из детекторов Д и Д% Дз на рис. 8.14) в системе связи ЧМ—ЧМ:

Поделив (8.25) на отношение сигнала к шуму в системе с амп­ литудной модуляцией, определяемое формулой (6.27), получим выражение для выигрыша в Ртом канале по мощности:

Теперь могут быть найдены коэффициенты, входящие в фор­ мулы (8.20) и (8.21). Для этого надо сравнить указанные фор-

3 9 2

значение Кг объясняется следующим образом. При AM ширина полосы видеочастоты в одноканальной системе связи равна Р/макс . а при амплитудной модуляции поднесущих частот ши­ рина полосы видеочастоты в i-том канале поднесущей частоты равна 2РШкс . Таким образом, при модуляции поднесущих ши­ рина полосы-видеоканала увеличивается в два раза, а выигрыш

по напряжению уменьшается в К 2 раз.

Подобным же образом могут быть найдены значения коэф­ фициентов для других видов модуляции. Эти значения приве­ дены в табл. 8.1, заимствованной из [6].

Т а б л и ц а 8 .1

Значения коэффициентов для различных систем связи

3 9 3

Из таблицы видно, что коэффициент Му t пропорционален

отношению —~~~ для всех видов модуляции. Коэффициент Кг и„

1

равен у = .

Выигрыш для каждого вида модуляции может быть найден

возможность сделать некоторые выводы о выборе поднесущих частот и их модуляции. В системах AM—AM и ЧМ—AM значе­ ния указанных коэффициентов не зависят от поднесущих частот. В этих системах поднесущие частоты должны выбираться в со­ ответствии с требованиями к полосе пропускания радиолинии. В целях сужения полосы пропускания поднесущие частоты сле­ дует брать низкими, но они должны быть значительно больше модулирующих частот, содержащихся в спектрах сообщений. Для систем ЧМ—AM за счет частотной модуляции поднесущих будет иметь место выигрыш, пропорциональный индексу моду­

ляции в данном канале Рг = ■.

Кi макс

Всистеме вида AM—ЧМ поднесущие частоты входят в зна­ менатель выражения для коэффициента ' М21 . Для получения большого выигрыша их следует брать низкими, близко распо­ ложенными друг к другу, чтобы только было возможно их раз­ деление с помощью разделительных фильтров.

Всистеме вида ЧМ—ЧМ общий выигрыш зависит от значе­ ний обоих коэффициентов: М и и M2i. Для получения больших

значений М и необходимо увеличивать индекс модуляции рг. Возможности для этого ограничиваются линейностью модуляци­ онной характеристики. Практически отклонение поднесущей ча­

стоты от среднего значения при достаточно хорошей линейности f

составляет —- = 5 ч -10% . В данной системе связи частоты под-

fi

несущих также должны быть значительно больше максималь­ ных модулирующих частот. Поэтому при повышении частот со­ общений приходится повышать поднесущие частоты. При ЧМ поднесущих их значения в процессе модуляции изменяются. Пределы изменения тем больше, чем больше индекс модуля­ ции р,-. Отсюда следует, что для сохранения требуемого соотно­ шения между fi и F lMакг вместе с увеличением р,- необходимо увеличивать значение поднесущей частоты /).

Таким образом, в системе ЧМ—ЧМ при увеличении Р,- коэф­ фициент М и возрастает, а коэффициент М21 убывает, посколь­ ку поднесущую частоту / г- приходится увеличивать. При этом общий выигрыш остается примерно неизменным.

394

При фазовой модуляции несущей частоты спектр шума на: выходе детектора будет равномерным, индекс модуляции несу­

щей частоты р = А не будет зависеть от поднесущей часто­

Л

ты. С этой точки зрения системы с ФМ и AM несущей анало­ гичны.

Значения выигрышей Q, в различных каналах, вообще гово­ ря, не одинаковы. Из табл. 8.1 видны условия, при которых,зна­ чения Qi будут одинаковы. В системе ЧМ—ЧМ это будет иметь место, если амплитуды всех поднесущих одинаковы, а значения индексов модуляции (3, пропорциональны значениям поднесу­ щих частот. При таких условиях для всех каналов Qt будут одинаковыми, поскольку спектр шума на выходе частотного де­ тектора является треугольным. В системе AM—ЧМ следует про­ извести предварительную частотную коррекцию с тем, чтобы амплитуда каждой поднесущей была пропорциональна ее ча­ стоте.

В системах ЧМ—AM и ЧМ—ФМ необходима частотная кор­ рекция в другом направлении, именно такая, в результате ко­ торой амплитуда каждой поднесущей будет обратно пропорцио­ нальна ее частоте, при условии, что индекс модуляции подне­ сущей пропорционален /,-.

Применение ЧМ поднесущих позволяет уменьшить уровеньшумов. Кроме того, при этом выходной уровень не будет зави­ сеть от входного уровня несущей, если сигналы в каждом кана­ ле превышают уровни ограничения. Важным преимуществом ЧМ поднесущих является возможность снижения перекрестных искажений (гл. VIII, § 5). По указанным причинам частотная модуляция поднесущих часто применяется на практике.

Несущее колебание также в большинстве многоканальных устройств модулируется по частоте. При этом обеспечивается высокая помехоустойчивость, постоянство выходного напряже­ ния независимо от силы принимаемого сигнала, до тех пор, пока уровень сигнала выше порогового. Частотная модуляция несу­ щего колебания осуществляется при низких уровнях, а в даль­ нейшем сигналы могут быть усилены без значительных иска­ жений.

Сложение поднесущих колебаний

В радиолиниях с частотным уплотнением модуляция колеба­ ний несущей частоты осуществляется суммарным колебанием модулированных поднесущих частот. Мгновенное значение сум­ марного колебания зависит от соотношения фаз отдельных под­ несущих колебаний. В некоторые моменты времени может иметь место такое соотношение фаз, при котором отдельные компонент ты будут складываться. Если значение суммарного колебания окажется слишком большим, возникнет перемодуляция (пере­

3 9 S

грузка, нелинейные искажения), которая, как это будет показа­ но ниже, вызовет нелинейные перекрестные помехи.

Перемодуляция возникает в тех случаях, когда абсолютная величина мгновенного значения суммы пОднесущих колебаний будет превышать напряжение, необходимое для 100%-ной моду­ ляции колебаний несущей частоты. Как и прежде, будем опери­ ровать с напряжениями на выходе группового усилителя прием­ ника (рис. 8.14). Если LJ,- — максимальная амплитуда t-той мо­ дулированной поднесущей, а Н — амплитуда синусоидального

напряжения, соответствующая неиска­ женной 100%-ной модуляции, тогда при выполнении равенства

Под амплитудной характеристикой системы связи здесь пони­ мается зависимость напряжения на выходе группового усили­ теля приемника от напряжения на входе группового усилителя передатчика. Будем полагать, что амплитуды немодулированных колебаний всех поднесущих частот одинаковы, т. е. Uт t —

— Uma- Для этого случая соотношение (8.28) дает возможность ■определить амплитуду каждой из поднесущих частот в зависи­ мости от числа каналов п.

Если колебания поднесущих частот модулированы по амп­

При частотной модуляции поднесущих независимо от глуби­

Соотношения (8.29) и (8.30) определяют значения немодулированных амплитуд поднесущих колебаний, при которых вы­ полняется условие отсутствия перемодуляции (8.28). Это жест­ кое условие неизбежно приводит к необходимости существенно­

3 9 6

го уменьшения амплитуд поднесущих колебаний при возраста­ нии числа каналов, т, е. к уменьшению отношения UmijH в вы­ ражениях для коэффициентов, приведенных в табл. 8.1. В ре­

зультате помехоустойчивость связи в каждом канале будет низкой.

Практически нет необходимости в требовании полного от­ сутствия перемодуляции. Она может быть допущена на некото­ рую малую часть времени от общего времени передачи. При этом значения амплитуд поднесущих колебаний могут быть значительно увеличены по сравнению с теми значениями, кото­ рые определяются формулами (8.29) и (8.30).

Возможное увеличение тем больше, чем на большую часть времени допустима перемодуляция. В конечном счете это зави­ сит от требований к уровню перекрестных искажений или, иначе, от критерия допустимых перекрестных искажений. Считается воз­ можным [6] наличие перемодуляции в течение 10~3 от общего времени. При этом уровень перекрестных помех будет достаточ­ но малым по сравнению с уровнем полезного сигнала.

Определим, каким образом следует выбирать значения амп­ литуд поднесущих колебаний в зависимости от допустимого времени перемодуляции, т. е. от допустимых перекрестных иска­ жений. Обозначим Q,, (Я) вероятность того, что абсолютное значение суммы п мгновенных синусоидальных напряжений поднесущих колебаний будет меньше амплитуды синусоидаль­ ного напряжения Я, которая соответствует неискаженной 100%-ной модуляции. Эта вероятность равна

где Wn(U) — плотность вероятности суммы n синусоидальных составляющих. Вероятность, того, что сумма п мгновенных на­ пряжений поднесущих колебаний превысит величину Я, оче­ видно, равна

Будем считать, что синусоидальные поднесущие колебания являются смодулированными и имеют постоянную амплитуду, равную максимальной амплитуде модулированных поднесущих колебаний Ul . Кроме того, будем считать, что фазы поднесущих, колебаний имеют случайный характер и распределены равно­ мерно. Последнее условие выполняется, если применяются от­ дельные генераторы поднесущих колебаний.

При большом числе каналов закон распределения Wn (U) будет нормальным, т. е.

39г

Здесь предполагается, что эффективное значение суммы подне­ сущих колебаний равно единице. При этом каждая поднесущая

/ Т

имеет амплитуду U \/ — , ибо при таких амплитудах эффек-

*я

времени, в течение которого имеет место перемодуляция. В со­

Результат вычислений приведен на рис. 8.19 в виде кривой 2. По оси абсцисс отложено число каналов я, по оси ординат —

других критериев перекрестных искажений. Кривая 1 соответ­

Рис. 8.19 позволяет определить диапазон линейного участ­ ка, который должна иметь амплитудная характеристика систе­ мы связи при различных критериях перекрестных искажений. Если перекрестные искажения, а следовательно, и перемодуля­ ция совсем должны отсутствовать, диапазон линейного участка в зависимости от числа каналов я должен расширяться в соот­ ветствии с кривой 4. Если же в течение некоторого времени Рп леремодуляция допустима, диапазон линейного участка при том же числе каналов может быть уменьшен, причем тем значитель­ нее, чем больше Рп.

-398

Практически диапазон линейного участка, определяемыйамплитудной характеристикой системы связи, удобнее считать заданным. Тогда по кривым, представленным на рис. 8.19, мож­ но определить возможное увеличение амплитуд колебаний под­ несущих частот при различных критериях перекрестных иска­ жений по сравнению с амплитудами при отсутствии перегрузки. Ьсли полагать амплитуды всех поднесущих одинаковыми, тогда

Рис. 8.19. Зависимость величины Н от числа ка­ налов п при п синусоидальных поднёсущих с рав- ■ номерным распределением фаз и одинаковыми

при заданном линейном участке выигрыш в отношении ампли­ туд qn при данном критерии перекрестных искажений будет ра­ вен отношению ординаты кривой 4 к ординате кривой, соответ­ ствующей данному Рп.

Зависимость выигрыша qn от числа каналов приведена на рис. 8.20. Из этого рисунка видно, что при малом числе каналов (п <.Ю ) выигрыш невелик даже в том случае, если перемоду- 'ляция допустима в течение 10-2 общего времени? Однако, при большом числе каналов {п ^>10) выигрыш получается значи­ тельным не только при Рп= ~2, но и при Рп— 10_3 и даже при

Таким образом, нет смысла предъявлять слишком жесткие

399